CN115378269B - 基于二次侧倍压整流器的多相cll谐振变换器及方法 - Google Patents

基于二次侧倍压整流器的多相cll谐振变换器及方法 Download PDF

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Abstract

本发明公开了一种基于二次侧倍压整流器的多相CLL谐振变换器及方法。多相CLL并联谐振变换器的每相子模块由半桥开关电路、谐振电容、隔离变压器、自耦电感和倍压整流器电路组成。将两相的谐振电容正极通过导线连接，第一变压器T1原边同名端与第二变压器T2原边同名端通过另一根导线连接，二次侧的自耦电感两端通过另外两根导线连接，通过四根导线可完全消除谐振腔差异带来的均流误差问题，从而自动实现各相模块间的均流。本发明在谐振腔参数存在10%偏差的情况下，无论正向导通或是反向导通，都可以实现良好的电流共享性能，可适用于新能源发电、电动汽车、航空航天等双向大功率并联开关电源场合。

Description

基于二次侧倍压整流器的多相CLL谐振变换器及方法
技术领域
本发明涉及电力电子电路技术，尤其涉及一种基于二次侧倍压整流器的多相CLL谐振变换器及方法。
背景技术
高效率和高功率密度是当前DC-DC变换器发展的趋势，在各种DC-DC变换器中，由于LLC谐振变换器具有优越的软开关性能以及易于实现磁集成而受到业界广泛关注。通常LLC谐振变换器的谐振电感在隔离变压器的原边，而变压器励磁电感引起的环流经过谐振电感会导致额外的损耗。同时随着高耗能产业的发展，越来越多学者投入储能系统的研究，而新的储能系统应当具有双向功率传输能力，以储能多余能量并在能源不足时供应。
在大功率场合，通常将多相谐振变换器并联以提升功率容量，降低功率管应力。然而由于各模块的谐振腔参数无法保证完全一致，而导致变换器增益不统一，进而可能导致各相之间的电流不均衡，影响系统的安全性和效率。因此实现电流均享是多相LLC谐振变换器结构的关键技术。
发明内容
本发明所要解决的技术问题是针对背景技术中所涉及到的缺陷，提供一种基于二次侧倍压整流器的多相CLL谐振变换器及方法，将谐振电感以自耦电感形式置于二次侧，消除了变压器励磁电感环流经过谐振电感引起的损耗，同时在多相CLL变换器中，通过两根额外导线连接使谐振腔元件并联消除各相谐振腔参数差异对系统均流的影响。
本发明为解决上述技术问题采用以下技术方案：
基于二次侧倍压整流器的多相CLL谐振变换器，包括原边电压源Vdc、原边MOS管M1～M4、储能电容Cdc、谐振电容Cr1～Cr2、第一变压器T1、第二变压器T2、副边电压源V0、副边MOS管S1～S4、副边电容Co1～Co4、以及第一至第四电感；
所述原边电压源Vdc的正极分别和储能电容Cdc的一端、原边MOS管M1的漏极、原边MOS管M3的漏极相连，负极分别和储能电容Cdc的另一端、原边MOS管M4的源极、谐振电容Cr2的一端、原边MOS管M2的源极、谐振电容Cr1的一端相连；
所述原边MOS管M1的源极分别和原边MOS管M2的漏极、第一变压器T1原边的一端相连；所述第一变压器T1原边的另一端和谐振电容Cr1的另一端相连；
所述原边MOS管M3的源极分别和原边MOS管M4的漏极、第二变压器T2原边的一端相连；所述第二变压器T2原边的另一端和谐振电容Cr2的另一端相连；
所述第一变压器T1、第二变压器T2原边的同名端对应相连；
所述副边电压源V0的正极分别和第一电感的一端、副边电容Co1的一端、第三电感的一端、副边电容Co3的一端相连，负极分别和第二电感的一端、副边电容Co2的一端、第四电感的一端、副边电容Co4的一端相连；
所述第一电感的另一端分别和副边MOS管S1的漏极、第三电感的另一端、副边MOS管S3的漏极相连；
所述副边MOS管S1的源极分别和第一变压器T1副边的一端、副边MOS管S2的漏极相连；所述第一变压器T1副边的另一端分别和所述副边电容Co1的另一端、副边电容Co2的另一端相连；
所述副边MOS管S2的源极和所述第二电感的另一端相连；
所述副边MOS管S3的源极分别和第二变压器T2副边的一端、副边MOS管S4的漏极相连；所述第二变压器T2副边的另一端分别和所述副边电容Co3的另一端、副边电容Co4的另一端相连；
所述副边MOS管S4的源极和所述第四电感的另一端相连。
本发明还公开了一种该基于二次侧倍压整流器的多相CLL谐振变换器的脉宽调制方法，所述原边MOS管M1、原边MOS管M3、副边MOS管S1和副边MOS管S3时序相同；同一时刻，原边MOS管M2、原边MOS管M4、副边MOS管S2和副边MOS管S4时序相反。
本发明采用以上技术方案与现有技术相比，具有以下技术效果：
1.本发明将谐振电感置于副边倍压整流器，消除了变压器励磁电感环流经过谐振电感引起的损耗；且原副边所有MOS管都能实现软开关，进一步提高了变换器效率；
2.所提变换器仅仅只需要两根导线便可使两相谐振腔器件并联，消除了谐振腔参数分量差异带来的不均流后果，可自动实现多相模块的均流；
3.所提变换器不仅局限于两相模块的CLL变换器，也可推广至三相或多相CLL变换器，以适应更大功率的应用场合。
附图说明
图1是本发明的电路拓扑示意图；
图2是一相CLL谐振变换器电路拓扑；
图3是一相CLL谐振变换器电路拓扑正向导通时的第一谐波近似等效电路；
图4是一相CLL谐振变换器电路拓扑反向导通时的第一谐波近似等效电路；
图5是本发明电路拓扑的第一谐波近似等效电路；
图6为本发明的电路拓扑谐振腔化简图；
图7(a)、图7(b)分别为本发明在谐振腔取10％误差情况下正向导通、反向导通的仿真结果。
具体实施方式
下面结合附图对本发明的技术方案做进一步的详细说明：
本发明可以以许多不同的形式实现，而不应当认为限于这里所述的实施例。相反，提供这些实施例以便使本公开透彻且完整，并且将向本领域技术人员充分表达本发明的范围。在附图中，为了清楚起见放大了组件。
应当理解，尽管这里可以使用术语第一、第二、第三等描述各个元件、组件和/或部分，但这些元件、组件和/或部分不受这些术语限制。这些术语仅仅用于将元件、组件和/或部分相互区分开来。因此，下面讨论的第一元件、组件和/或部分在不背离本发明教学的前提下可以成为第二元件、组件或部分。
参考图1，本发明公开了一种基于二次侧倍压整流器的多相CLL谐振变换器，包括原边电压源Vdc、原边MOS管M1～M4、储能电容Cdc、谐振电容Cr1～Cr2、第一变压器T1、第二变压器T2、副边电压源V0、副边MOS管S1～S4、副边电容Co1～Co4、以及第一至第四电感；
所述原边电压源Vdc的正极分别和储能电容Cdc的一端、原边MOS管M1的漏极、原边MOS管M3的漏极相连，负极分别和储能电容Cdc的另一端、原边MOS管M4的源极、谐振电容Cr2的一端、原边MOS管M2的源极、谐振电容Cr1的一端相连；
所述原边MOS管M1的源极分别和原边MOS管M2的漏极、第一变压器T1原边的一端相连；所述第一变压器T1原边的另一端和谐振电容Cr1的另一端相连；
所述原边MOS管M3的源极分别和原边MOS管M4的漏极、第二变压器T2原边的一端相连；所述第二变压器T2原边的另一端和谐振电容Cr2的另一端相连；
所述第一变压器T1、第二变压器T2原边的同名端对应相连；
所述副边电压源V0的正极分别和第一电感的一端、副边电容Co1的一端、第三电感的一端、副边电容Co3的一端相连，负极分别和第二电感的一端、副边电容Co2的一端、第四电感的一端、副边电容Co4的一端相连；
所述第一电感的另一端分别和副边MOS管S1的漏极、第三电感的另一端、副边MOS管S3的漏极相连；
所述副边MOS管S1的源极分别和第一变压器T1副边的一端、副边MOS管S2的漏极相连；所述第一变压器T1副边的另一端分别和所述副边电容Co1的另一端、副边电容Co2的另一端相连；
所述副边MOS管S2的源极和所述第二电感的另一端相连；
所述副边MOS管S3的源极分别和第二变压器T2副边的一端、副边MOS管S4的漏极相连；所述第二变压器T2副边的另一端分别和所述副边电容Co3的另一端、副边电容Co4的另一端相连；
所述副边MOS管S4的源极和所述第四电感的另一端相连。
第一电感、第二电感组成了第一自耦电感Lr1，第三电感、第四电感组成了第二自耦电感Lr2；
原边电路与副边整流电路通过第一变压器T1和第二变压器T2组成隔离；
原边MOS管M1和原边MOS管M2组成原边第一桥臂，原边MOS管M3和原边MOS管M4组成原边第二桥臂；
第一变压器T1原边同名端与第二变压器T2原边同名端通过另一根导线连接，结构上并联；
副边MOS管S1和副边MOS管S2组成副边第一桥臂；副边电容Co1和副边电容Co2组成副边第二桥臂；副边MOS管S3和副边MOS管S4组成副边第三桥臂；副边电容Co3和副边电容Co4组成副边第四桥臂；
所述第一自耦电感Lr1由第一电感、第二电感组成，通过全耦合方式保证正半周期和副半周期的电感值相等，接在副边第一桥臂和副边第二桥臂之间；所述第二自耦电感Lr2由第三电感、第四电感组成，接在副边第三桥臂和副边第四桥臂之间。
本发明还公开了一种该基于二次侧倍压整流器的多相CLL谐振变换器的脉宽调制方法，所述原边MOS管M1、原边MOS管M3、副边MOS管S1和副边MOS管S3时序相同；同一时刻，原边MOS管M2、原边MOS管M4、副边MOS管S2和副边MOS管S4时序相反。
图2为一相模块的CLL谐振变换器。当一相CLL谐振变换器正向导通时，其第一谐波近似等效电路如图3所示，利用基波等效分析法(First Harmonic Approximation,FHA)可得到正向导通时的归一化电压增益Mforward为：
图4为一相CLL谐振变换器反向导通时的FHA的等效电路，可得到反向导通时的归一化电压增益Mbackward为：
其中，λ＝n2Lr/Lm，fn＝fs/fr，fs为开关频率，fr为谐振频率，R0为输出电阻
图5为所提基于二次侧倍压整流器的多相CLL谐振变换器电路拓扑的第一谐波近似等效电路，化简得图6所示，因此
本发明电路在谐振腔不存在偏差时各参数取值如下：
输入电压Vdc＝300V，开关频率fs＝170kHz，变压器匝数比n＝1，励磁电感Lm＝120μH，电容Cdc＝Co1＝Co2＝Co3＝Co4＝120μF,谐振电容Cr＝81.6nF,谐振电感Lr＝13.5μF。
为验证本发明的均流优势，取谐振腔之间存在10％偏差，即：Lr2＝1.1Lr1，Cr2＝1.1Cr1，Lm2＝1.1Lm1
由图7(a)可知，本发明正向导通时，谐振电流均流误差为0％，流经副边MOS管S1和S3的电流均流误差为0.7％；由图7(b)可知，本发明反向导通时，谐振电流均流误差为0％，流经副边MOS管M1和M3的电流均流误差为0％。
本技术领域技术人员可以理解的是，除非另外定义，这里使用的所有术语(包括技术术语和科学术语)具有与本发明所属领域中的普通技术人员的一般理解相同的意义。还应该理解的是，诸如通用字典中定义的那些术语应该被理解为具有与现有技术的上下文中的意义一致的意义，并且除非像这里一样定义，不会用理想化或过于正式的含义来解释。
以上所述的具体实施方式，对本发明的目的、技术方案和有益效果进行了进一步详细说明，所应理解的是，以上所述仅为本发明的具体实施方式而已，并不用于限制本发明，凡在本发明的精神和原则之内，所做的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。

Claims (2)

1. 基于二次侧倍压整流器的多相CLL谐振变换器，其特征在于，包括原边电压源Vdc、原边MOS管M1~M4、储能电容C dc、谐振电容C r1~C r2、第一变压器T 1、第二变压器T 2、副边电压源V 0、副边MOS管S1~S4、副边电容C o1~ C o4、以及第一至第四电感；
所述原边电压源Vdc的正极分别和储能电容C dc的一端、原边MOS管M1的漏极、原边MOS管M3的漏极相连，负极分别和储能电容C dc的另一端、原边MOS管M4的源极、谐振电容C r2的一端、原边MOS管M2的源极、谐振电容C r1的一端相连；
所述原边MOS管M1的源极分别和原边MOS管M2的漏极、第一变压器T 1原边的一端相连；所述第一变压器T 1原边的另一端和谐振电容C r1的另一端相连；
所述原边MOS管M3的源极分别和原边MOS管M4的漏极、第二变压器T 2原边的一端相连；所述第二变压器T 2原边的另一端和谐振电容C r2的另一端相连；
所述第一变压器T 1、第二变压器T 2原边的同名端对应相连；
所述副边电压源V 0的正极分别和第一电感的一端、副边电容C o1的一端、第三电感的一端、副边电容C o3的一端相连，负极分别和第二电感的一端、副边电容C o2的一端、第四电感的一端、副边电容C o4的一端相连；
所述第一电感的另一端分别和副边MOS管S1的漏极、第三电感的另一端、副边MOS管S3的漏极相连；
所述副边MOS管S1的源极分别和第一变压器T 1副边的一端、副边MOS管S2的漏极相连；所述第一变压器T 1副边的另一端分别和所述副边电容C o1的另一端、副边电容C o2的另一端相连；
所述副边MOS管S2的源极和所述第二电感的另一端相连；
所述副边MOS管S3的源极分别和第二变压器T 2副边的一端、副边MOS管S4的漏极相连；所述第二变压器T 2副边的另一端分别和所述副边电容C o3的另一端、副边电容C o4的另一端相连；
所述副边MOS管S4的源极和所述第四电感的另一端相连。
2.基于权利要求1所述的基于二次侧倍压整流器的多相CLL谐振变换器的脉宽调制方法，其特征在于，所述原边MOS管M1、原边MOS管M3、副边MOS管S1和副边MOS管S3时序相同；同一时刻，原边MOS管M2、原边MOS管M4、副边MOS管S2和副边MOS管S4时序相反。
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