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一种二次侧移相控制全桥变换器 Download PDF

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Abstract

一种二次侧移相控制全桥变换器，属于电能变换器技术领域，包括逆变器电路、高频变压器、整流网络、滤波电路和负载，其中，所述的整流网络是由4个二极管D5～D8组成的桥式整流电路，本发明对整流网络进行了改进，在变压器二次侧的两个输出端分别串联第五开关管S5和第六开关管S6，本发明适用于高电压、大功率的应用场合，可实现所有开关管的软开关，可有效地抑制开关管的电压、电流尖峰，并且利用变压器二次侧移相控制，实现移相过程中回路只流过励磁电流，因而降低了环流损耗，也解决了滞后桥臂零电压开关实现的困难。

Description

一种二次侧移相控制全桥变换器
技术领域
本发明属于电能变换器技术领域，特别涉及一种二次侧移相控制全桥变换器。
背景技术
由单管构成的变换器一般应用于中小功率场合。而在中大功率场合中，一般采用全桥变换器。传统的移相零电压脉宽调制直流到直流(DC/DC)全桥变换器利用变压器的漏感或原边串联电感和功率管的寄生电容来实现开关管的零电压开关。但传统电路的拓扑结构也存在自身的缺点，如变压器一次侧开关管的零电压软开关实现是建立在产生较大环流损耗基础上，尽管降低了开关管损耗，但环流损耗的增大也将降低变换器的效率，此外每个桥臂的两个开关管成180°互补导通，两个桥臂的导通角互差一个相位，即移相角，通过调节移相角的大小来调节输出电压，但同桥臂的两个开关管，其中一个必超前另一个导通，形成超前桥臂和滞后桥臂，滞后桥臂实现零电压开关依赖谐振电感中的能量，滞后桥臂实现零电压开关较为困难。
发明内容
针对现有技术存在的不足，本发明提供了一种二次侧移相控制全桥变换器，实现了两桥臂开关管的零电压开关，并降低了环流损耗。
本发明的技术方案是这样实现的：一种二次侧移相控制全桥变换器，包括逆变器电路、高频变压器、整流网络、滤波电路和负载，其中，所述的整流网络是由4个二极管D5～D8组成的桥式整流电路，与基本的全桥变换电路不同之处在于：对整流网络进行了改进，在变压器二次侧的两个输出端分别串联第五开关管S5和第六开关管S6，所述第五开关管S5的源极连接第五二极管D5的阳极，所述第五开关管S5的漏极连接变压器二次侧的第一输出端和所述第六开关管S6的源极，所述第六开关管S6的漏极连接第六二极管D6的阴极，第六二极管D6的阳极连接第八二极管D8的阳极和滤波电路中电解电容Co的一端，第八二极管D8的阴极连接第七二极管D7的阳极、变压器二次侧的第二输出端和滤波电路中电解电容C0的一端，第七二极管D7的阴极连接第五二极管D5的阴极和滤波电路中输出平滑电感L0的输入端；
本发明的工作原理为：全桥变换器在工作中，高频变压器一次侧同组开关管(S1/S4、S2/S3)同时触发导通，在并联电容与变压器漏感谐振的辅助下实现零电压零电流闭合，变压器二次侧对应开关管(S6、S5)为完成移相控制暂不闭合，变压器二次侧呈开路状态，此时变压器一次侧只流过较小的励磁电流，大大减小了移相过程中的环流损耗，并且同桥臂两个开关管的同时触发解决了滞后臂零电压开关实现困难的问题，当移相结束后，二次侧相应开关管闭合，一次侧与二次侧电流增大，直流电源向负载输出功率，当一次侧同组开关管断开时，利用并联电容与变压器漏感谐振，实现零电压关断。
本发明的优点：适用于高电压、大功率的应用场合，可实现所有开关管的软开关，可有效地抑制开关管的电压、电流尖峰，并且利用变压器二次侧移相控制，实现移相过程中回路只流过励磁电流，因而降低了环流损耗，也解决了滞后桥臂零电压开关实现的困难。
附图说明
图1为本发明二次侧移相控制变换器的电路图；
图2为本发明二次侧移相控制变换器的典型工作波形；
图3为本发明二次侧移相控制变换器的各工作模式等效电路图(Mode1)模式1等效电路图；
图4为本发明二次侧移相控制变换器的各工作模式等效电路图(Mode2)模式2等效电路图；
图5为本发明二次侧移相控制变换器的各工作模式等效电路图(Mode3)模式3等效电路图；
图6为本发明二次侧移相控制变换器的各工作模式等效电路图(Mode4)模式4等效电路图；
图7为本发明二次侧移相控制变换器的各工作模式等效电路图(Mode5)模式5等效电路图；
图8为本发明二次侧移相控制变换器的各工作模式等效电路图(Mode6)模式6等效电路图；
图中，1、逆变器电路2、高频变压器3、整流网络4、滤波电路5、负载。
具体实施方式
下面结合附图和实施例对本发明作进一步详细说明。
本实施例与基本的全桥变换电路的相同之处是仍然由逆变器电路(1)、高频变压器(2)、整流网络(3)、滤波电路(4)和负载(5)组成，只是对其中的整流网络进行了改进：在变压器的二次侧的两个输出端分别串联了第五开关管S5和第六开关管S6，如图1所示，其中，逆变器电路(1)由四个开关管S1～S4串联而成，开关管S1的漏极连接直流母线的正极，开关管S1的源极连接开关管S2的漏极，开关管S2的源极连接开关管S4的源极，开关管S3的漏极连接S1的漏极，开关管S3的源极连接开关管S4的漏极，开关管S4的源极连接直流母线的负极，其中D1～D4为开关管S1～S4的反并联二极管，C1～C4为开关管S1～S4的并联电容，所述的C1～C4为无损缓冲电容；高频变压器T(2)一次侧接于全桥变换器两开关桥臂中点，高频变压器T(2)可选用单端变压器或二次侧为带中间抽头的变压器，高频变压器T(2)二次侧与整流网络(3)相连，整流网络(3)是由四个二极管D5～D8组成的桥式整流电路，开关管S5的源极连接二极管D5的阳极，开关管S5漏极连接开关管S6源极，开关管S6漏极连接二极管D6阴极，高频变压器T(2)二次侧同名端连接开关管S5集电极和开关管S6发射极，高频变压器T(2)二次侧非同名端与二极管D8阴极相连，滤波电路(4)与整流网络(3)输出端相连，所述的滤波电路(4)包括输出平滑电感Lo和电解电容Co，Lo的同名端连接整流网络(3)的第五二极管D5的负极正和第七二极管D7的负极，Lo的非同名端连接Co的正极和负载(5)的正极。
本实施例中，同桥臂开关管S1/S4、S2/S3同时触发导通，通过移相控制来实现对输出电压大小的调节，触发脉冲设置见表1：
表1 开关触发脉冲设置
  开关频率   幅值   一次侧开关触发脉冲占空比   移相角范围
  40kHz   3v   47％   0°～150°
由附图2可知整个变换器在一个开关周期中有12种开关模式，[t0-t6]为前半个周期，[t7-t12]为后半周期；其中S1～S4为开关管的开关驱动波形，td为开关管S1/S4与S2/S3之间设置的死区时间，tφ为一次侧开关管与二次侧开关管的移相时间。现假设所有器件均为理想工作状态；变压器原副边绕组匝数分别为N1、N2，其匝数比为NT＝N1/N2＝1；箭头指向为物理量的参考正向，各部分的电流电压都以图2所示的方向为正。在一个工作周期内，共分有12中工作模式，前半周期和后半周期各6种，并且相互对称，因此，只以前半周期的6个模式为例对其工作情况进行具体分析：
在t0时刻前，高频变压器T一次侧开关管S1/S4关断，S2/S3导通，开关管S1/S4两端电压为E，高频变压器二次侧开关管S5与二极管D8导通。变压器一次侧电流到达峰值，变压器二次侧电流为输出电流io，同时励磁电感中的电流也为励磁电流的峰值。
开关模式1：(t0-t1)如图3所示，在t0时刻，开关管S2、S3同时关断，电容C1、C4开始放电，电压由E到0变化，电容C2、C3开始充电，电压由0到E变化。在此模式下，由于开关管S2、S3并联电容的作用，二者完成了零电压关断，变压器二次侧保持S5和D8正常导通，当变压器一次侧输出电压Vab到达零时，模式1转向模式2。
开关模式2：(t1-t2)如图4所示，在t1时刻，变压器一次侧输入电压Vab为0，此时开关管S2、S3两端电压均为E/2，因为变压器一次侧的输出电压为0，所以变压器二次侧被短路，二极管D7、D8导通，负载电流i0流过滤波电感L0后依次流过全桥整流二极管D7、D8。此模式下变压器二次侧短路为S5实现零电流关断提供条件，当并联电容C2、C3两端电压为E，并联电容C1、C4两端电压为0，即变压器一次侧输出电压Vab为-E时，模式2转换到模式3。
开关模式3：(t2-t3)如图5所示，在t2时刻，变压器一次侧的并联电容充电结束，C1、C4两端的电压为0，C2、C3两端的电压为E，变压器一次侧的输入电压Vab为-E，在t2时刻后D1、D4开始导通，在此模式下，变压器二次侧始终被短路，变压器漏感L1两端电压为-E，开始充电，则变压器一次侧电流i1开始快速减小，同时变压器二次侧的电流i2也开始快速减小，当变压器二次侧电流i2减小到0时，模式3转换到模式4。
开关模式4：(t3-t4)如图6所示，在t3时刻，变压器二次侧电流i2减小到0，平滑滤波电感L0中的电流i0依次流过整流器的二极管D7、D8，进入到续流阶段。此时变压器二次侧电流i2为0。变压器一次侧的输出电流也为0，只流过励磁电流im，励磁电流im经过D1、D4反馈给电源，此时变压器一次侧有源开关S1、S4被触发，实现了零电压和零电流导通。此模式是移相控制实现的关键，该模式的持续时间由移相角来控制的，由于此时一次侧没有输出电流，二次侧也实现了断路，那么移相期间的环流仅仅是变压器一次侧的励磁电流，由于励磁电感较大，因而此时的励磁电流很小，大大降低了环流损耗。当移相结束时，模式4转换到模式5。
开关模式5：(t4-t5)如图7所示，在t4时刻，变压器二次侧开关管S6实现零电流导通，此时开关管S6和整流二极管D8同时导通，变压器二次侧被短路，变压器一次侧漏抗L1两端电为-E，则一次侧电流i1和二次侧电流i2开始快速增大，当变压器二次侧有源开关S6和整流二极管D8完成换流后，即变压器二次侧电流i2达到输出电流io时，模式5转换到模式6。
开关模式6：(t5-t6)如图8所示，在t5时刻，变压器二次侧输出电流i2到达输出电流io值，S6与D8完成了换流，变压器二次侧退出短路状态，高频变压器一次侧电流i1和励磁电路im继续增大，直至到达峰值，高频变压器二次侧电流始终保持恒值，即为输出电流i0不变。当电源开关S1、S4在t6时刻关断时，运行模式6转移到模式7。

Claims (1)

1.一种二次侧移相控制全桥变换器，包括逆变器电路、高频变压器、整流网络、滤波电路和负载，其中，所述的整流网络是由4个二极管D5～D8组成的桥式整流电路，其特征在于：在所述高频变压器二次侧的两个输出端分别串联第五开关管S5和第六开关管S6，所述第五开关管S5的源极连接第五二极管D5的阳极，所述第五开关管S5的漏极连接变压器二次侧的第一输出端和所述第六开关管S6的源极，所述第六开关管S6的漏极连接第六二极管D6的阴极，第六二极管D6的阳极连接第八二极管D8的阳极和滤波电路中电解电容Co的一端，第八二极管D8的阴极连接第七二极管D7的阳极、变压器二次侧的第二输出端和滤波电路中电解电容C0的一端，第七二极管D7的阴极连接第五二极管D5的阴极和滤波电路中输出平滑电感L0的输入端。
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