CN110212775A - 一种交错并联双管正激变换器 - Google Patents

一种交错并联双管正激变换器 Download PDF

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李涛
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黄亮
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Abstract

本发明公开了一种交错并联双管正激变换器，包括：直流电源E1、等效并联双管正激电路、变压器T1、整流网络、滤波电路及负载R0；其中，等效并联双管正激电路包括第一开关管S1、第二开关管S2、第三开关管S3、第四开关管S4、第一二极管D1和第二二极管D2；变压器T1的两个一次侧绕组分别接于由第一开关管S1和第二开关管S2组成的开关桥臂中点与第三开关管S3的源级之间及该开关桥臂中点与第四开关管S4的漏极之间；整流网络与变压器T1的二次侧绕组相连，变压器T1的两输出端分别接于变压器二次侧等效漏电感Ls的输出端及第三二极管D3、第四二极管D4连接的中点；滤波电路包括电解电容C0和电感L0。本发明可有效地抑制开关管的电压、电流尖峰，降低了环流损耗。

Description

一种交错并联双管正激变换器
技术领域
本发明是关于电能变换器技术领域，特别是关于一种交错并联双管正激变换器。
背景技术
随着电力电子的发展，软开关技术的应用在脉冲宽度调制(PWM)变换器高频化进程中发挥着重要的作用。与硬开关变换器相比，软开关变换器有效降低了开关损耗，提高了装置运行的可靠性与整机效率，抑制过高的电压电流变化率，降低了系统噪声。
在众多变换器拓扑中，双管正激变换器具有开关管电压应力低、不存在桥臂直通的危险以及可靠性高的优点，因此在工业界得到了广泛应用。然而，双管正激变换器最大占空比必须小于50％，磁芯利用率低，而且不易实现开关管的软开关。而交错并联双管正激变换器继承了单个双管正激变换的优点，两个双管正激电路以相位相差180°互补的方式工作，输出电压脉动频率是实际开关管工作频率的两倍，从而减小了输出滤波器的体积和重量；同时二次侧整流侧的等效占空比也增加了一倍，输出电流响应快。另外，交错并联双管正激变换器还可以有效抑制变换器在进行磁复位时由于二极管反向恢复造成的变压器一次侧电压震荡和过冲。
传统的交错并联双管正激变换器利用变压器的漏感或原二次侧串联电感和功率管的寄生电容来实现开关管的零电压开关。但这种拓扑结构也存在自身缺点，如变压器一次侧开关管的ZVS实现同时会产生较大环流损耗，尽管降低了开关管损耗，但环流损耗的增大也会降低变换器的效率，此外在开关管的控制策略上一般采用类似于全桥变换器的移相控制。由于单个双管正激变换器的两个开关管成180°互补导通，且两个开关管的导通角互差一个相位，即移相角，通过调节移相角的大小来调节输出电压。其中一个必超前另一个导通，可称之为超前管和滞后管，滞后管实现零电压开关完全依赖谐振电感中的能量，其实现零电压开关较为困难。
公开于该背景技术部分的信息仅仅旨在增加对本发明的总体背景的理解，而不应当被视为承认或以任何形式暗示该信息构成已为本领域一般技术人员所公知的现有技术。
发明内容
本发明的目的在于提供一种交错并联双管正激变换器，其能够解决现有技术的上述问题。
为实现上述目的，本发明提供了一种交错并联双管正激变换器，该交错并联双管正激变换器包括：直流电源E1、等效并联双管正激电路、变压器T1、整流网络、滤波电路以及负载R0；其中，等效并联双管正激电路包括第一开关管S1、第二开关管S2、第三开关管S3、第四开关管S4、第一二极管D1和第二二极管D2；变压器T1的两个一次侧绕组分别接于由第一开关管S1和第二开关管S2组成的开关桥臂中点与第三开关管S3的源级之间以及由第一开关管S1和第二开关管S2组成的开关桥臂中点与第四开关管S4的漏极之间；整流网络与变压器T1的二次侧绕组相连，整流网络为由第五开关管S5、第六开关管S6、第三二极管D3和第四二极管D4组成的桥式整流电路，变压器T1的两输出端分别接于变压器二次侧等效漏电感Ls的输出端以及第三二极管D3、第四二极管D4连接的中点；滤波电路包括电解电容C0和电感L0。
在一优选的实施方式中，第一开关管S1的漏极连接直流电源E1的正极，第一开关管S1的源极连接第二开关管S2的漏极，第二开关管S2的源极连接第一二极管D1的阳极与直流电源E1的负极，第一二极管D1的阴极连接第三开关管S3的源极，第三开关管S3的漏极连接直流电源E1的正极与第二二极管D2的阴极，第二二极管D2的阳极连接第四开关管S4的漏极，第四开关管S4的源极连接直流电源E1的负极。
在一优选的实施方式中，等效并联双管正激电路还包括第五二极管D5、第六二极管D6、第七二极管D7和第八二极管D8，第五二极管D5、第六二极管D6、第七二极管D7和第八二极管D8分别为第一开关管S1、第二开关管S2、第三开关管S3和第四开关管S4的反并联二极管。
在一优选的实施方式中，等效并联双管正激电路还包括第一电容C1、第二电容C2、第三电容C3和第四电容C4，第一电容C1、第二电容C2、第三电容C3和第四电容C4分别为第一开关管S1、第二开关管S2、第三开关管S3和第四开关管S4的并联电容。
在一优选的实施方式中，变压器为高频变压器，高频变压器二次侧的两个输出端分别串联第五开关管S5和第六开关管S6。
在一优选的实施方式中，第五开关管S5的源极连接第三二极管D3的阴极，第五开关管S5的漏极连接变压器二次侧等效漏电感Ls的输出端和第六开关管S6的源极；第六开关管S6的漏极连接第四二极管D4的阳极与电解电容C0的负端。
在一优选的实施方式中，第四二极管D4的阴极连接第三二极管D3的阳极，第三二极管D3的阴极连接电感L0的输入端，电感L0的输出端与电解电容C0的正端相连接。
在一优选的实施方式中，负载R0的一端连接电感L0的输出端，另一端连接第四二极管D4的阳极与电解电容C0的负端。
在一优选的实施方式中，两个一次侧绕组的匝数相等，且为二次侧绕组的匝数的整数倍。
与现有技术相比，根据本发明的交错并联双管正激变换器具有如下优点：(1)全负载范围实现原边所有开关管的零电压开关和辅助开关管的零电流开关，可有效地抑制开关管的电压、电流尖峰，并降低了环流损耗；(2)采用变体并联结构，只使用一台高频变压器，减少了器件数量，结构更简单。
附图说明
图1是根据本发明一实施方式的交错并联双管正激变换器的电路原理图。
图2是根据本发明一实施方式的交错并联双管正激变换器的工作波形图。
图3至8是根据本发明一实施方式的交错并联双管正激变换器的开关模式1-8的工作模式图。
具体实施方式
下面结合附图，对本发明的具体实施方式进行详细描述，但应当理解本发明的保护范围并不受具体实施方式的限制。
除非另有其它明确表示，否则在整个说明书和权利要求书中，术语“包括”或其变换如“包含”或“包括有”等等将被理解为包括所陈述的元件或组成部分，而并未排除其它元件或其它组成部分。
图1为根据本发明优选实施方式的交错并联双管正激变换器的电路图，直流电源电压为E1，分析前先做如下假设：1)所有开关管、二极管、变压器和电容均为理想器件；2)输出电感足够大，可近似认为是一个恒流源；3)变压器T1绕组匝数比为N：N：1。
如图1所示，根据本发明优选实施方式的交错并联双管正激变换器包括：直流电源E1、等效并联双管正激电路、变压器T1、整流网络、滤波电路以及负载R0；其中，等效并联双管正激电路包括第一开关管S1、第二开关管S2、第三开关管S3、第四开关管S4、第一二极管D1和第二二极管D2；变压器T1的两个一次侧绕组分别接于由第一开关管S1和第二开关管S2组成的开关桥臂中点与第三开关管S3的源级之间以及由第一开关管S1和第二开关管S2组成的开关桥臂中点与第四开关管S4的漏极之间；整流网络与变压器T1的二次侧绕组相连，整流网络为由第五开关管S5、第六开关管S6、第三二极管D3和第四二极管D4组成的桥式整流电路，变压器T1的两输出端分别接于变压器二次侧等效漏电感Ls的输出端以及第三二极管D3、第四二极管D4连接的中点；滤波电路包括电解电容C0和电感L0。
上述方案中，第一开关管S1的漏极连接直流电源E1的正极，第一开关管S1的源极连接第二开关管S2的漏极，第二开关管S2的源极连接第一二极管D1的阳极与直流电源E1的负极，第一二极管D1的阴极连接第三开关管S3的源极，第三开关管S3的漏极连接直流电源E1的正极与第二二极管D2的阴极，第二二极管D2的阳极连接第四开关管S4的漏极，第四开关管S4的源极连接直流电源E1的负极。
在一优选的实施方式中，等效并联双管正激电路还包括第五二极管D5、第六二极管D6、第七二极管D7、第八二极管D8、第一电容C1、第二电容C2、第三电容C3和第四电容C4，其中，第五二极管D5、第六二极管D6、第七二极管D7和第八二极管D8分别为第一开关管S1、第二开关管S2、第三开关管S3和第四开关管S4的反并联二极管，第一电容C1、第二电容C2、第三电容C3和第四电容C4分别为第一开关管S1、第二开关管S2、第三开关管S3和第四开关管S4的并联电容。
在一优选的实施方式中，变压器为高频变压器，高频变压器二次侧的两个输出端分别串联第五开关管S5和第六开关管S6。第五开关管S5的源极连接第三二极管D3的阴极，第五开关管S5的漏极连接变压器二次侧等效漏电感Ls的输出端和第六开关管S6的源极；第六开关管S6的漏极连接第四二极管D4的阳极与电解电容C0的负端。第四二极管D4的阴极连接第三二极管D3的阳极，第三二极管D3的阴极连接电感L0的输入端，电感L0的输出端与电解电容C0的正端相连接。
在一优选的实施方式中，负载R0的一端连接电感L0的输出端，另一端连接第四二极管D4的阳极与电解电容C0的负端。
在一优选的实施方式中，两个一次侧绕组的匝数相等，且为二次侧绕组的匝数的整数倍。
如图2-8所示，本发明的交错并联双管正激变换器的工作过程一个开关周期中有12种开关模式，[t0-t6]为前半周期，[t7-t12]为后半周期；其中td为开关管S1、S4与S2、S3之间设置的死区时间，为副边开关管与原边开关管的移相时间，其中原边开关管为开关管S1～S4，副边开关管为开关管S5和S6；在一个工作周期内，共分有12种工作模式，前半周期和后半周期各6种，并且相互对称，本发明将详细介绍在前半周期的6种工作模式，工作过程具体如下：
在t0时刻前，原边开关管S1、S4导通，开关管S2、S3关断，反并联二极管D5～D8关断；变压器副边开关管S5导通，S6关断，二极管D4导通，二极管D3关断；开关管S2、S3两端电压为E，变压器副边电流达到输出电流i0，同时变压器T1的第二一次侧绕组励磁电感Lm2中的电流也为励磁电流的峰值。
如图3所示，开关模式1：(t0-t1)，在t0时刻，开关管S1、S4同时关断，电容C2、C3开始放电，电压由E到0变化，电容C1、C4开始充电，电压由0到E变化；变压器副边保持开关管S5和D4正常导通，当变压器第二一次侧绕组输出电压到达零时，模式1转向模式2。
如图4所示，开关模式2：(t1-t2)，在t1时刻，变压器第二一次侧绕组输入电压为0，此时开关管S1、S4两端电压均为E/2；变压器二次侧被短路，二极管D3、D4同时导通，负载电流io流过滤波电感L0后依次流过整流二极管D3、D4；此模式下变压器二次侧短路为开关管S5实现零电流关断提供条件，当并联电容C1、C4两端电压为E，并联电容C2、C3两端电压为0，即变压器第二一次侧绕组输出电压为-E时，模式2转换到模式3。
如图5所示，开关模式3：(t2-t3)，在t2时刻，变压器一次侧开关管的并联电容充电结束，电容C1、C4两端的电压为0，电容C2、C3两端的电压为E，变压器一次侧的输入电压为-E，在此模式下，变压器二次侧始终被短路，变压器二次侧等效漏电感Ls两端电压为-E/N，变压器一次侧、二次侧电流开始同时迅速降低，当变压器二次侧电流减小到0时，二极管D6、D7、D2开始导通，模式3转换到模式4。
如图6所示，开关模式4：(t3-t4)，在t3时刻，变压器二次侧电流i2减小到0，输出滤波电感L0中的电流i0依次流过整流器的二极管D3、D4，进入到续流阶段；此时变压器副边电流i2为0，变压器原边的输出电流也为0，只流过励磁电流iLm2，励磁电流iLm2经过二极管D7和第一一次侧绕组与D2反馈给直流电源，此时开关管S2、S3开通，由于二极管D6和D7的导通，开关管实现零电压和零电流导通；该模式的持续时间由S5延迟关断时间tφ来控制；当S5关断时模式4结束进入模式5。
如图7所示，开关模式5：(t4-t5)，在t4时刻，变压器二次侧开关管S6实现零电流导通，此时开关管S6和二极管D4同时导通，变压器二次侧被短路，变压器二次侧等效漏电感Ls两端电压为-E/N，则一次侧电流和二次侧电流i2开始快速增大，当变压器副边开关管S6和二极管D4完成换流后，即变压器二次侧电流i2达到输出电流i0时，模式5转换到模式6。
如图8所示，开关模式6：(t5-t6)，在t5时刻，变压器二次侧输出电流i2再次达到输出电流i0值，开关管S6与二极管D4完成换流，变压器二次侧退出短路状态，高频变压器二次侧电流和励磁电路iLm1继续增大直至到达峰值，高频变压器二次侧电流始终保持恒值i0不变；当开关管S2、S3在t6时刻关断时，变换器进行到后半周期。
本领域内的技术人员应明白，本申请的实施例可提供为方法、系统、或计算机程序产品。因此，本申请可采用完全硬件实施例、完全软件实施例、或结合软件和硬件方面的实施例的形式。而且，本申请可采用在一个或多个其中包含有计算机可用程序代码的计算机可用存储介质(包括但不限于磁盘存储器、CD-ROM、光学存储器等)上实施的计算机程序产品的形式。
本申请是参照根据本申请实施例的方法、设备(系统)、和计算机程序产品的流程图和/或方框图来描述的。应理解可由计算机程序指令实现流程图和/或方框图中的每一流程和/或方框、以及流程图和/或方框图中的流程和/或方框的结合。可提供这些计算机程序指令到通用计算机、专用计算机、嵌入式处理机或其他可编程数据处理设备的处理器以产生一个机器，使得通过计算机或其他可编程数据处理设备的处理器执行的指令产生用于实现在流程图一个流程或多个流程和/或方框图一个方框或多个方框中指定的功能的装置。
这些计算机程序指令也可存储在能引导计算机或其他可编程数据处理设备以特定方式工作的计算机可读存储器中，使得存储在该计算机可读存储器中的指令产生包括指令装置的制造品，该指令装置实现在流程图一个流程或多个流程和/或方框图一个方框或多个方框中指定的功能。
这些计算机程序指令也可装载到计算机或其他可编程数据处理设备上，使得在计算机或其他可编程设备上执行一系列操作步骤以产生计算机实现的处理，从而在计算机或其他可编程设备上执行的指令提供用于实现在流程图一个流程或多个流程和/或方框图一个方框或多个方框中指定的功能的步骤。
前述对本发明的具体示例性实施方案的描述是为了说明和例证的目的。这些描述并非想将本发明限定为所公开的精确形式，并且很显然，根据上述教导，可以进行很多改变和变化。对示例性实施例进行选择和描述的目的在于解释本发明的特定原理及其实际应用，从而使得本领域的技术人员能够实现并利用本发明的各种不同的示例性实施方案以及各种不同的选择和改变。本发明的范围意在由权利要求书及其等同形式所限定。

Claims (9)

1.一种交错并联双管正激变换器，其特征在于，所述交错并联双管正激变换器包括：直流电源E1、等效并联双管正激电路、变压器T1、整流网络、滤波电路以及负载R0；
其中，所述等效并联双管正激电路包括第一开关管S1、第二开关管S2、第三开关管S3、第四开关管S4、第一二极管D1和第二二极管D2；
所述变压器T1的两个一次侧绕组分别接于由所述第一开关管S1和第二开关管S2组成的开关桥臂中点与所述第三开关管S3的源级之间以及由所述第一开关管S1和第二开关管S2组成的所述开关桥臂中点与所述第四开关管S4的漏极之间；
所述整流网络与所述变压器T1的二次侧绕组相连，所述整流网络为由第五开关管S5、第六开关管S6、第三二极管D3和第四二极管D4组成的桥式整流电路，所述变压器T1的两输出端分别接于变压器二次侧等效漏电感Ls的输出端以及所述第三二极管D3、第四二极管D4连接的中点；
所述滤波电路包括电解电容C0和电感L0。
2.如权利要求1所述的交错并联双管正激变换器，其特征在于，所述第一开关管S1的漏极连接所述直流电源E1的正极，所述第一开关管S1的源极连接所述第二开关管S2的漏极，所述第二开关管S2的源极连接所述第一二极管D1的阳极与所述直流电源E1的负极，所述第一二极管D1的阴极连接所述第三开关管S3的源极，所述第三开关管S3的漏极连接所述直流电源E1的正极与所述第二二极管D2的阴极，所述第二二极管D2的阳极连接所述第四开关管S4的漏极，所述第四开关管S4的源极连接所述直流电源E1的负极。
3.如权利要求1所述的交错并联双管正激变换器，其特征在于，所述等效并联双管正激电路还包括第五二极管D5、第六二极管D6、第七二极管D7和第八二极管D8，所述第五二极管D5、第六二极管D6、第七二极管D7和第八二极管D8分别为所述第一开关管S1、第二开关管S2、第三开关管S3和第四开关管S4的反并联二极管。
4.如权利要求3所述的交错并联双管正激变换器，其特征在于，所述等效并联双管正激电路还包括第一电容C1、第二电容C2、第三电容C3和第四电容C4，所述第一电容C1、第二电容C2、第三电容C3和第四电容C4分别为所述第一开关管S1、第二开关管S2、第三开关管S3和第四开关管S4的并联电容。
5.如权利要求1所述的交错并联双管正激变换器，其特征在于，所述变压器为高频变压器，所述高频变压器二次侧的两个输出端分别串联所述第五开关管S5和所述第六开关管S6。
6.如权利要求5所述的交错并联双管正激变换器，其特征在于，所述第五开关管S5的源极连接所述第三二极管D3的阴极，所述第五开关管S5的漏极连接所述变压器二次侧等效漏电感Ls的输出端和所述第六开关管S6的源极；所述第六开关管S6的漏极连接所述第四二极管D4的阳极与所述电解电容C0的负端。
7.如权利要求6所述的交错并联双管正激变换器，其特征在于，所述第四二极管D4的阴极连接所述第三二极管D3的阳极，所述第三二极管D3的阴极连接所述电感L0的输入端，所述电感L0的输出端与所述电解电容C0的正端相连接。
8.如权利要求7所述的交错并联双管正激变换器，其特征在于，所述负载R0的一端连接所述电感L0的输出端，另一端连接所述第四二极管D4的阳极与所述电解电容C0的负端。
9.如权利要求1所述的交错并联双管正激变换器，其特征在于，所述两个一次侧绕组的匝数相等，且为所述二次侧绕组的匝数的整数倍。
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JP2001025250A (ja) * 1999-07-07 2001-01-26 Sansha Electric Mfg Co Ltd Ｄｃ−ｄｃコンバータ
JP2002010644A (ja) * 2000-06-26 2002-01-11 Sansha Electric Mfg Co Ltd Ｄｃ−ｄｃコンバータ
CN102364860A (zh) * 2011-10-26 2012-02-29 东北大学 一种二次侧移相控制全桥变换器
CN103986360A (zh) * 2014-05-25 2014-08-13 南京理工大学 高频隔离型升压式三电平逆变器

Patent Citations (4)

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