CN108258909A - 谐振变换电路及其控制方法 - Google Patents

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Abstract

本申请公开了一种谐振变换电路及其控制方法，该谐振变换电路在谐振单元前设置多电平逆变电路，该多电平逆变电路能够将输入至谐振单元的电压降低。谐振单元的输入电压降低，必然导致整个谐振变换电路的输出电压降低。此过程是通过调整谐振单元的输入电压来调整最终的输出电压，无需大幅度调整谐振变换电路的开关频率。因此，当输出电压较小时，该谐振变换电路仍能工作在谐振频率附近，从而降低了低压输出时的半导体开关损耗，提高了谐振变换电路在低压输出时的转换频率和带载能力。

Description

谐振变换电路及其控制方法
技术领域
本发明涉及开关电源技术领域，尤其涉及一种谐振变换电路及其控制方法。
背景技术
LLC谐振变换器广泛应用于DC-DC变换器中，LLC谐振变换器是一种通过控制开关频率(频率调节)来实现输出电压调整的谐振电路。
图1是一种传统的典型LLC谐振变换器的电路原理图，包括一个开关网络、一个LLC谐振单元、谐振变压器和一个整流网络，其中，LLC谐振单元包括谐振电感Lr、谐振电容Cr，其中，Lr可以是实际电感器件，或者是变压器的漏感，Lm可以是实际电感器件，或者是变压器的励磁电感。通过控制开关网络的开关频率，实现对输出电压的调节。LLC谐振变换器的优点是能够实现原边的开关管零电压开通(Zero Voltage Switch，ZVS)和副边整流二极管零电流关断(Zero Current Switch，ZCS)，通过软开关技术，可以降低开关损耗，提高转换效率和功率密度。
图2是传统的典型LLC谐振变换器的输出电压增益曲线，其中，横轴为工作频率，纵轴是LLC谐振变换器的输出电压增益，图2中，不同曲线表示LLC谐振变换器不同负载率对应的输出电压增益曲线；根据该增益曲线可知，当输出电压增益较小时，LLC谐振变换器的工作频率远远大于谐振频率，此时，原边的开关管的开关损耗大大增加，并且，副边整流二极管无法实现零电流关断，因此LLC谐振变换器的开关损耗大大增加，从而导致LLC谐振变换器的转换效率明显降低，进而，导致LLC谐振变换器的带载能力降低。
发明内容
鉴于上述内容，提出了本发明提供的谐振变换电路及其控制方法，以实现谐振变换电路在低增益输出时，不会降低谐振变换电路的转换效率。
第一方面，本申请提供了一种谐振变换电路，应用于三相电路中，该谐振变换电路包括三个多电平逆变电路、三个谐振单元、三相变压器、三相整流电路、输出滤波电路和控制器；其中，三个多电平逆变电路的输入端均并联于输入电源两端；三个谐振单元的输入端分别一对一地连接三个多电平逆变电路的输出端，该谐振单元用于对电压方波信号进行电压变换；三相变压器的三个原边绕组分别一对一地连接三个谐振单元的输出端，该三相变压器用于将所述三个谐振单元输出的电压信号进行电压变换；三相整流电路的输入端分别一对一地连接三相变压器的副边绕组，该三相整流电路用于对变压器输出的电压信号进行整流；输出滤波电路的输出端连接三相整流电路的输出端，该输出滤波电路用于对所述三相整流电路输出的电压信号进行滤波，得到谐振变换电路的输出电压；控制器用于当所需输出电压小于预设电压值时，控制多电平逆变电路内开关管的开关状态，减小多电平逆变电路输出的电压方波信号的幅值，以使谐振变换电路工作在谐振频率的预设范围内。
本实施例提供的谐振变换电路，通过调整谐振单元的输入电压来调整最终的输出电压，无需大幅度调整谐振变换电路的开关频率。因此，当输出电压较小时，该谐振变换电路仍能工作在谐振频率附近，从而降低了低压输出时的半导体开关损耗，提高了谐振变换电路在低压输出时的转换频率和带载能力。
在第一方面的一种实现方式中，该多电平逆变电路为三电平变换电路或五电平变换电路。
在第一方面的一种实现方式中，该三电平变换电路包括分压电路和第一三电平桥臂；其中，该分压电路包括第一电容和第二电容，第一电容和第二电容串联于输入电源的两端，第一电容和第二电容的连接点为分压电路中点，且分压电路中点连接接地端；第一三电平桥臂包括第一开关管、第二开关管、第三开关管、第四开关管；其中，第一开关管和第二开关管同向串联后并联于分压电路两端，第一开关管和第二开关管的连接点是T型三电平桥臂的桥臂中点，且桥臂中点作为多电平逆变电路的输出端连接谐振单元的输入端；第三开关管和第四反向串联后连接于分压电路中点和桥臂中点之间。
在第一方面的另一种实现方式中，该三电平变换电路包括分压电路和第二三电平桥臂；其中，分压电路包括第一电容和第二电容，第一电容和第二电容串联于输入电源的两端，第一电容和第二电容的连接点为分压电路中点，且分压电路中点连接接地端；该第二三电平桥臂包括依次同向串联的第五开关管、第六开关管、第七开关管和第八开关管，以及，第一二极管管和第二二极管管；第五开关管的第一端连接分压电路的正极端，第八开关管的第二端连接分压电路的负极端，第六开关管和第七开关管的连接点为所述I型三电平桥臂的桥臂中点；第一二极管管的正极连接分压电路中点，负极连接第五开关管和第六开关管的连接点；第二二极管的正极连接第七开关管和第八开关管的连接点，负极连接分压电路中点。
在第一方面的又一种实现方式中，该三电平变换电路为电容箝位型三电平桥臂；该电容箝位型三电平桥臂包括第九开关管、第十开关管、第十一开关管、第十二开关管和第一箝位电容；其中，第九开关管、第十开关管、第十一开关管和第十二开关依次同向串联后并联于所述输入电源的两端；第一箝位电容的正极连接第九开关管和第十开关管的连接点，第一箝位电容的负极连接第十一开关管和第十二开关管的连接点，且第一箝位电容的端电压是E/2，其中，E是输入电源的电压。
本实施例提供的谐振变换电路，多电平逆变电路采用电容箝位型多电平桥臂，每个多电平桥臂均直接从输入电源取电不需要额外设置由两个分压电容构成的分压电路。因此，此种谐振变换电路不存在分压电容电压平衡的问题，控制更简单。
在第一方面的一种实现方式中，控制器用于当所需输出电压小于预设电压值时，控制多电平逆变电路内开关管的开关状态时，具体用于：当所需输出电压小于第一预设电压值时，控制三电平变换电路输出电平差值为E/2的电压方波信号，其中，E为输入电源的电压值。
在第一方面的另一种实现方式中，该五电平变换电路包括分压电路和第一五电平桥臂；该分压电路包括第一电容和第二电容，第一电容和第二电容串联于输入电源的两端，第一电容和第二电容的连接点为分压电路中点，且分压电路中点连接接地端；第一五电平桥臂包括第二箝位电容、十三开关管、第十四开关管、第十五开关管、第十六开关管、第十七开关管、第十八开关管、第十九开关管和二十开关管；第十三开关管、第十四开关管、第十五开关管和第十六开关管依次同向串联得到竖桥，竖桥并联于所述分压电路的两端，且第十四开关管和所述第十五开关管为所述五电平桥臂的桥臂中点；第十七开关管和第十八开关管反向串联得到第一横桥，第一横桥连接在分压电路中点和第十三开关管与第十四开关管的连接点之间；第十九开关管和第二十开关管反向串联得到第二横桥，第二横桥连接在所述分压电路中点和第十五开关管与第十六开关管的连接点之间；第二箝位电容跨接在第十四开关管和所述第十五开关管的两端，且第二箝位电容的电压是E/4，其中，E为输入电源的电压值。
在第一方面的另一种实现方式中，五电平变换电路包括分压电路和第二五电平桥臂；分压电路包括第一电容和第二电容，第一电容和第二电容串联于所述输入电源的两端，第一电容和第二电容的连接点为分压电路中点，且分压电路中点连接接地端；第二五电平桥臂包括第三箝位电容、第二十一开关管、第二十二开关管、第二十三开关管、第二十四开关管、第二十五开关管、第二十六开关管、第二十七开关管和第二十八开关管；第二十一开关管、第二十二开关管、第二十三开关管和第二十四开关管依次同向串联后并联于分压电路的两端；第二十五开关管、第二十六开关管、第二十七开关管和第二十八开关管依次同向串联后并联于第二十二开关管和第二十三开关管的两端；第三箝位电容跨接在第二十六开关管和第二十七开关管的两端，且第三箝位电容的电压为E/4，其中，E为输入电源的电压值。
在第一方面的又一种实现方式中，预设电压值包括数值依次增大的第二预设电压值、第三预设电压值和第四预设电压值，且第四预设电压值小于输入电源的电压值E；控制器用于当所需输出电压小于预设电压值时，控制多电平逆变电路内开关管的开关状态时，具体用于：当所需输出电压大于或等于第三预设电压值且小于第四预设电压值时，控制五电平变换电路输出电平差值为3E/4的电压方波信号；当所需输出电压大于或等于第二预设电压值且小于第三预设电压值时，控制五电平变换电路输出电平差值为E/2的电压方波信号；当所需输出电压小于或等于第二预设电压值时，控制五电平变换电路输出电平差值为E/4的电压方波信号。
本实施例提供的谐振变换电路，多电平逆变电路为五电平变换电路，五电平变换电路能够输出电平差值分别E、3E/4、E/2和E/4的四种输入电压输入至谐振单元。谐振变换电路能够根据四种不同的输出电压需求，分别工作在不同的工作模式，工作模式控制更细化。使得谐振变换电路在输出电压更低时，仍能工作在谐振频率附近，进一步扩大了谐振变换电路的输出电压范围和低压输出时的带载能力。
第二方面，本申请提供了一种谐振变换电路，应用于单相电路中，包括：多电平逆变电路、谐振单元、变压器、整流电路、输出滤波电路和控制器；多电平逆变电路的输入端并联于输入电源两端，用于将输入电源的电压转换成电压方波信号，且电压方波信号的幅值小于或等于输入电源的幅值；谐振单元的输入端连接多电平逆变电路的输出端，谐振单元用于对所述电压方波信号进行电压变换；变压器的原边绕组连接所述谐振单元的输出端，变压器用于将谐振单元输出的电压信号进行电压变换；整流电路的输入端连接变压器的副边绕组，整流电路用于对所述变压器输出的电压信号进行整流；输出滤波电路的输入端连接整流电路的输出端，输出滤波电路用于对整流电路输出的电压信号进行滤波，得到谐振变换电路的输出电压；控制器，用于当所需输出电压小于预设电压值时，控制多电平逆变电路内开关管的开关状态，减小多电平逆变电路输出的电压方波信号的电平差值，以使谐振变换电路工作在谐振频率的预设范围内。
第三方面，本申请还提供了一种谐振变换电路系统，包括：至少两个第一方面所述的谐振变换电路，或者，至少两个第二方面所述的谐振变换电路，该至少两个谐振变换电路共用一个输出滤波电路和一个控制器；至少两个谐振变换电路的输入端均并联于所述输入电源两端；该至少两个谐振变换电路的输出端并联、串联，或者，一部分输出端并联，剩余的输出端串联。
本实施例提供的谐振变换电路系统，将至少两个谐振变换电路的输出端根据功率需求进行串联、并联，或者，串并联，从而使整个系统的输出功率达到应用需求，从而扩大了谐振变换电路的应用范围。
在第三方面的一种实现方式中，至少两个谐振变换电路共用一个并联在输入电源两端的分压电路，分压电路包括串联的第一电容和第二电容；当谐振变换电路系统仅需第一电容或第二电容提供能量时，控制器用于：控制一半数量的谐振变换电路工作在由第一电容提供能量的第一预设模式下，并控制另一半数量的谐振变换电路工作在由第二电容提供能量的第二预设模式下。
本实施例提供的谐振变换系统，通过控制不同谐振变换电路的工作模式使分压电路中的第一电容和第二电容的电压平衡，从而使整个谐振变换系统正常工作。
第四方面，本实施例提供了一种谐振变换电路的控制方法，应用于第一方面或第二方面所述的谐振变换电路，或者，第三方面所述的谐振变换电路系统中，所述方法包括：当所需输出电压小于预设电压值时，控制多电平逆变电路内开关管的开关状态，减小多电平逆变电路输出的电压方波信号的电平差值，以使谐振变换电路工作在谐振频率的预设范围内。
在第四方面的一种实现方式中，所述多电平逆变电路是三电平变换电路；当所需输出电压小于预设电压值时，控制多电平逆变电路内开关管的开关状态，减小多电平逆变电路输出的电压方波信号的电平差值，包括：当所需输出电压小于第一预设电压值时，控制三电平变换电路输出电平差值为E/2的电压方波信号，其中，E为输入电源的电压；当所需输出电压大于或等于第一预设电压值时，控制三电平变换电路输出电平差值为E的电压方波信号。
在第四方面的另一种实现方式中，该多电平逆变电路为五电平变换电路，预设电压值包括数值依次增大的第二预设电压值、第三预设电压值和第四预设电压值，且第四预设电压值小于输入电源的电压值E；当所需输出电压小于预设电压值时，控制多电平逆变电路内开关管的开关状态，减小多电平逆变电路输出的电压方波信号的电平差值包括：当所需输出电压大于或等于第四预设电压值时，控制五电平变换电路输出电平差值为E的电压方波信号；当所需输出电压大于或等于第三预设电压值且小于第四预设电压值时，控制五电平变换电路输出电平差值为3E/4的电压方波信号；当所需输出电压大于或等于第二预设电压值且小于第三预设电压值时，控制五电平变换电路输出电平差值为E/2的电压方波信号；当所需输出电压小于或等于第二预设电压值时，控制五电平变换电路输出电平差值为E/4的电压方波信号。
在第四方面的又一种实现方式中，振变换电路的数量大于或等于2，且各个谐振变换电路共用一个并联在输入电源两端的分压电路，分压电路包括串联连接的第一电容和第二电容；当所需输出电压小于预设值时，控制所述多电平逆变电路内开关管的开关状态，减小所述多电平逆变电路输出的电压方波信号的电平差值，包括：当仅需所述第一电容或所述第二电容提供能量时，控制一半数量的谐振变换电路工作在仅由第一电容提供能量的第一预设模式下，并控制另一半数量的谐振变换电路工作在仅由第二电容提供能量的第二预设模式下。
本实施例提供的谐振变换电路，在谐振单元前设置多电平逆变电路，该多电平逆变电路能够将输入至谐振单元的电压降低。谐振单元的输入电压降低，必然导致整个谐振变换电路的输出电压降低。此过程是通过调整谐振单元的输入电压来调整最终的输出电压，无需大幅度调整谐振变换电路的开关频率。因此，当输出电压较小时，该谐振变换电路仍能工作在谐振频率附近，从而降低了低压输出时的半导体开关损耗，提高了谐振变换电路在低压输出时的转换频率和带载能力。
附图说明
图1是传统的LLC谐振变换器的电路原理示意图；
图2是LLC谐振变换器的输出电压增益曲线图；
图3是本申请实施例一种谐振变换电路的原理框图；
图4是本申请实施例一种谐振变换电路的原理示意图；
图5是图4所示的谐振变换电路处于工作模式1时对应的各个关键点的波形示意图；
图6是图4所示的谐振变换电路处于工作模式2的方式A时对应的各个关键点的波形示意图；
图7是图4所示的谐振变换电路处于工作模式2的方式A时对应的各个关键点的波形示意图；
图8是本申请实施例又一种谐振变换电路的原理示意图；
图9是本申请实施例另一种应用于谐振变换电路中的三电平桥臂电路示意图；
图10是本申请实施例又一种应用于谐振变换电路中的三电平桥臂电路示意图；
图11是本申请实施例再一种谐振变换电路的原理框图；
图12是图11所示谐振变换电路的电路原理示意图；
图13是本申请实施例一种应用于谐振变换电路中的五电平桥臂电路示意图；
图14是本申请实施例另一种应用于谐振变换电路中的五电平桥臂电路示意图；
图15a是五电平桥臂处于工作模式1时桥臂中点输出电压方波信号示意图；
图15b是五电平桥臂处于工作模式3时桥臂中点输出电压方波信号示意图；
图15c是一种五电平桥臂处于工作模式2时桥臂中点输出电压方波信号示意图；
图15d是另一种五电平桥臂处于工作模式2时桥臂中点输出电压方波信号示意图；
图15e是一种五电平桥臂处于工作模式4时桥臂中点输出电压方波信号示意图；
图15f是另一种五电平桥臂处于工作模式4时桥臂中点输出电压方波信号示意图；
图16a是本申请实施例一种变压器原边绕组与谐振单元连接的示意图；
图16b是本申请实施例另一种变压器原边绕组与谐振单元连接的示意图；
图17是本申请实施例一种变压器连接示意图；
图18是本申请实施例一种功率变换系统的原理框图。
具体实施方式
传统的LLC谐振变换器，当输出电压增益较小时，其工作频率远远大于谐振频率，导致LLC谐振变换器的转换效率降低，而且带载能力也会降低。本申请提供了一种谐振变换电路，在谐振单元前设置多电平逆变电路，当需要的输出电压增益较小时，通过降低该多电平逆变电路的输出电压，达到降低输入至谐振单元的输入电压的目的。减小谐振单元的输入电压，必然导致谐振单元的输出电压减小，最终导致整个LLC谐振变换器的输出电压减小。而此过程没有改变大幅度LLC谐振变换电路的开关频率，即，该LLC谐振变换电路仍可以工作在谐振频率附近，因此，提高了谐振变换器低压输出时的转换效率和带载能力。
图3是本申请实施例一种谐振变换电路的原理框图。该谐振变换电路包括：输入电源、多电平逆变电路110、谐振单元120、变压器130、整流电路140和输出滤波电路150。
其中，图3所示是三相谐振变换电路，多电平逆变电路110包括三个多电平变换桥臂；谐振单元120包括三个谐振单元，三个谐振单元分别一对一地连接前级的三个多电平逆变电路；变压器130为三相变压器，可以采用三个独立的单相变压器；整流电路140包括三个整流桥臂，每个整流桥臂可以采用二极管整流桥。输出滤波电路150可以采用滤波电容实现。
其中，多电平逆变电路110的三个输入端均连接输入电源，三个输出端分别一对一地连接谐振单元120的三个输入端。谐振单元120的三个输出端分别一对一地连接变压器130的三个原边绕组，三个副边绕组分别一对一地连接整流电路140的三个输入端；整流电路140的输出端均连接输出滤波电路150的输入端，输出滤波电路150的输出端连接负载。
多电平逆变电路110用于将输入电源输出的电压信号转换成电压方波信号，通过控制多电平逆变电路内开关管的导通与关断，使得该电压方波信号的电压幅值小于或等于输入电源的电压幅值。
谐振单元120输出的电压信号经过变压器130变换后输入至整流电路140，经过整流电路140进行整流后输入至滤波电路150进行滤波，最终得到稳定的输出电压。
当需要LLC谐振变换电路的输出电压增益较小时，控制多电平逆变电路110降低输出电压的幅值，从而降低谐振单元120的输入电压。减小谐振单元120的输入电压，必然导致谐振单元120的输出电压减小，最终导致整个LLC谐振变换器的输出电压减小。
在单相谐振变换电路的应用场景中，多电平逆变电路110包括一个多电平变换桥臂；谐振单元120包括一个谐振单元；变压器130是一个单相变压器；整流电路140包括一个整流桥臂。
请参见图4，示出了本申请实施例一种谐振变换电路的原理示意图，图4所示为三相谐振变换器。本实施例将详细介绍多电平逆变电路110、谐振单元120、变压器130、整流电路140和输出滤波电路150的电路结构。
如图4所示，多电平逆变电路110包括一个分压电路111和三个多电平桥臂112。
其中，分压电路111包括容值相同的电容C1和C2；C1和C2串联后连接在输入电源的两端，而且，C1和C2的中点连接接地端。
三个多电平桥臂112均为T型三电平桥臂，包括四个开关管，其中两个开关管构成竖桥，另外两个开关管构成横桥。
本实施例中的开关管均可以采用MOS管、IGBT管、GaN管、JFET管等开关器件中的任意一种或多种实现。
本实施例中的开关以NMOS管为例进行说明。NMOS管的漏极为开关管的第一端，源极为开关管的第二端，栅极为开关管的控制端。
以其中一相对应的多电平桥臂为例进行说明，该多电平桥臂包括Q1、Q4、Q7和Q8。
Q1的漏极作为该多电平桥臂的一个输入端连接C1，Q1的源极连接Q4的漏极；Q4的源极作为该多电平桥臂的另一个输入端连接C2。Q1和Q4构成该多电平桥臂的竖桥，且Q1和Q4的连接点为该多电平桥臂的桥臂中点。Q7的漏极连接C1和C2的中点，Q7的源极连接Q8的源极，Q8的漏极连接Q1和Q4的连接点，Q7和Q8为该多电平桥臂的横桥。
输入电源的电压记为E，由于C1和C2容对E进行平均分压，且C1和C2的中点被箝位在0电势，C1上的电压为E/2，C2上的电压为-E/2。因此，在该T型三电平桥臂的桥臂中点能够获得E/2、0、-E/2这三种电平。
谐振单元120包括三个谐振单元，每个谐振单元包括谐振电感Lr、谐振电容Cr和励磁电感Lm，其中，Lm是变压器130的励磁电感。Lr的一端连接多电平桥臂的桥臂中点，Lr的另一端连接Cr的一端，Cr的另一端连接变压器130的原边绕组。
本实施例中，变压器130可以是三个单相变压器，三个变压器的原边绕组分别连接前级的三个谐振单元的输出端。三个单相变压器的副边绕组分别一对一地连接后级的三个整流桥臂的中点。
整流电路140包括单个整流桥臂，每个整流桥臂可以采用半桥整流电路实现。输出滤波电路150可以采用滤波电容实现。
下面以其中的一相为例详细介绍LLC谐振变换电路的工作原理：
由于多电平逆变电路110采用三电平桥臂，可以在桥臂中点产生E/2、0、-E/2三种电平。即，可以使桥臂中点输出的电压方波信号的幅值为E/2，从而使得输入至谐振单元的电压减半。
本实施例中，以输出电压增益M＝0.5为临界点，分别控制LLC谐振变换电路的工作模式，其中，M＝0.5是在变压器匝数比为1时计算得到的增益典型值，当变压器匝数比为其它数值时，M与该匝数比相对应的数值。
(1)工作模式1
当LLC谐振变换电路的输出电压增益M＞0.5，或者，输出电压大于阈值电压时，控制LLC谐振变换电路工作在工作模式1。
其中，该输出电压可以根据公式1计算得到；
公式1中，Vout是LLC谐振电路的输出电压，Vin是输入电源的电压，M是LLC谐振变换电路的输出电压增益，n是变压器匝数比。
其中，M取值0.5计算得到相应的阈值电压典型值。实际应用时，该阈值电压可以在该典型值附近调整。
工作模式1下，控制T型三电平桥臂在桥臂中点(即，P1点)产生电压幅值为E/2的电压方波信号(即，E/2～-E/2的方波)，该电压方波信号的电平差值是E。即，谐振单元的输入电压为E。
工作模式1下开关管的驱动控制逻辑如表1所示：
表1
图5是该LLC谐振变换电路在工作模式1时的各个关键点的电压波形示意图，如图5所示，Q1和Q4固定以近似50％占空比互补导通。Q7和Q8不工作，不影响输出效率。
如图3所示，当Q1导通时，桥臂中点P1的电压等于C1上的电压E/2；当Q4导通时，桥臂中点P1的电压等于C2上的电压-E/2。桥臂中点P1输出的电压波形如图5中的P1对应的波形，该电压方波信号的电平差值是E。
(2)工作模式2
当LLC谐振变换电路的M≤0.5，或者，输出电压小于或等于阈值电压时，控制LLC谐振变换电路工作在模式2。
此工作模式下，控制T型三电平桥臂在桥臂中点P1产生0～E/2或-E/2～0的电压方波信号，该电压方波信号的电平差值为E/2。即，谐振单元的输入电压为E/2。
工作模式2的驱动控制逻辑如表2所示：
表2
图6是工作模式2中方式A的各关键点的波形示意图，Q1和Q8以近似50％占空比交替导通，Q7可以始终导通。
当Q1导通时，桥臂中点P1的电压等于C1的电压E/2；当Q7和Q8导通时，Q7和Q8的压降可以忽略不计，桥臂中点的电压等于分压电路中点的电压，即，等于0。此工作模式下，桥臂中点的输出电压为0～E/2，因此，谐振单元的输入电压为E/2。
图7是工作模式2中的方式B的各关键点的波形示意图，Q4和Q7以近似50％占空比交替导通，Q8可以始终导通。
当Q4导通时，桥臂中点P1的电压等于C2的电压-E/2；当Q7和Q8导通时，Q7和Q8的压降可以忽略不计，桥臂中点的电压等于分压电路中点的电压，即，等于0。此工作模式下，桥臂中点的输出电压为-E/2～0，因此，谐振单元的输入电压为E/2。
从工作模式2的工作过程可知，方式A仅由电容C1提供能量，方式B仅由C2提供能量。实际工作中，为了维持C1和C2电压平衡，方式A和方式B可交替工作。
三相电路中另外两相的工作原理与上述工作过程相同，不同之处在于，三相对应的同一驱动控制信号相位相差120°，例如，A、B、C三相中Q1、Q3和Q5的驱动控制逻辑相同，但是，三相对应控制信号的相位依次相差120°。
本实施例提供的谐振变换电路，在谐振单元前设置三电平变换电路，该三电平变换电路可以能够得到电压差值为E或E/2的电压方波信号，作为后级谐振单元的输入电压。当需要的输出电压较小时，可以使三电平变换电路的输出电压减小，从而使谐振单元的输入电压减小，最终使整个谐振变换电路的输出电压减小。此过程是通过调整谐振单元的输入电压来调整最终的输出电压，无需大幅度调整谐振变换电路的开关频率。因此，当输出电压较小时，该谐振变换电路仍能工作在谐振频率附近，从而降低了低压输出时的半导体开关损耗，提高了谐振变换电路在低压输出时的转换频率和带载能力。
请参见图8，示出了本申请实施例又一种谐振变换电路原理示意图。本实施例中，多电平桥臂采用I型三电平桥臂。
如图8所示，每个I型三电平桥臂包括开关管Q1、Q2、Q3、Q4和二极管D1、D2；其它部分与图4所示实施例相同，此处不再赘述。
下面将以其中一相为例介绍该谐振变换电路的工作过程：
图8所示电路中开关管的驱动控制逻辑如表3所示：
表3
本实施例中，多电平逆变电路是三电平变换电路，因此，以M＝0.5为工作模式切换的临界点，其中，M＝0.5是变压器匝数比为1时计算得到的典型值，当匝数比为其它数值时，增益值也会随之变化。
(1)工作模式1
当M＞0.5，或者，输出电压大于阈值电压时，控制LLC谐振变换电路工作在工作模式1。该阈值电压可以根据公式1计算得到。
当Q1和Q2导通时，桥臂中点P1的电压等于C1的电压E/2；当Q3和Q4导通时，桥臂中点P1的电压等于C2的电压-E/2。工作模式1下，桥臂中点的输出电压是-E/2～E/2的方波信号，因此，谐振单元的输入电压为该方波信号的电平差值E。
(2)工作模式2
当M≤0.5，或者，输出电压小于或等于所述阈值电压时，控制LLC谐振变换电路工作在工作模式2。工作模式2包括方式A和方式B。
①方式A
当Q1和Q2导通时，桥臂中点P1的电压等于C1的电压E/2；当Q1关断，且Q2和Q3导通时，Q1关断后，Lr上的电流不能突变，且Lr上的电流是从左至右，此时，D1和Q2作为Lr的续流回路，最终使得桥臂中点P1的电压等于0。此工作模式下，桥臂中点的输出电压是0～E/2的方波信号，因此，谐振单元的输入电压为E/2。
②方式B
当Q2和Q3导通时，桥臂中点P1的电压等于0，此状态下，Q3和D2作为Lr的续流回路；当Q3和Q4导通时，桥臂中点P1的电压等于-E/2。即，桥臂中点的电压是0～-E/2的方波信号，因此，谐振单元的输入电压为E/2。
本实施例提供的谐振变换电路，在谐振单元前设置三电平变换电路，该三电平变换电路可以能够得到电压幅值为E或E/2的电压方波信号，作为后级谐振单元的输入电压。通过调整谐振单元的输入电压来调整最终的输出电压，无需调整谐振变换电路的开关频率。因此，当输出电压较小时，该谐振变换电路仍能够工作在谐振频率附近，降低了半导体开关损耗，从而提高了谐振变换电路在低压输出时的转换频率和带载能力。
在本申请的另一个实施例中，三电平桥臂可以采用图9所示的三电平桥臂电路，该三电平桥臂包括开关管Q1、Q2、Q3、Q4、Q21、Q24，以及二极管D1和D2。
图9所示的三电平桥臂与图8所示的I型三电平桥臂的不同之处在于：在Q1和Q2构成的串联支路两端并联Q21；同时，在Q3和Q4构成的串联支路两端并联Q24。其它电路结构均与图8所示电路相同，此处不再详述。
其中，Q21的导通压降高于单个开关管Q1的导通压降，但是，低于Q1和Q2的导通压降之和；因此，当Q1和Q2导通后，控制Q21导通，能够降低开关管的导通损耗。Q24的作用与Q21相同。
在本申请的又一个实施例中，三电平桥臂可以采用图10所示的三电平桥臂电路，该三电平桥臂与图9所示的三电平桥臂的不同之处在于：用开关管Q31替换二极管D1，用开关管Q32替换二极管D2。Q31和Q32一直关断，即，Q31和Q32不工作。该三电平桥臂的驱动控制逻辑与图9所示的三电平桥臂的驱动控制逻辑相同，此处不再赘述。
Q31的导通压降小于二极管的导通压降，因此，Q31的作用是降低导通损耗。Q32的作用与Q31相同。
请参见图11，示出了本申请实施例再一种谐振变换电路原理示意图，本实施例与图4所示实施例的不同之处在于：本实施例中的多电平逆变电路采用电容箝位型多电平桥臂，每个多电平桥臂均直接从输入电源取电，不需要额外设置分压电路，因此，不存在分压电容电压平衡的问题。
本实施例中，除多电平逆变电路之外的其它电路均与图4相同，此处不再赘述。本实施例将重点介绍电容箝位型多电平桥臂的工作过程。
如图11所示，多电平逆变电路包括三个电容箝位型三电平桥臂，每个电容箝位型三电平桥臂均包括四个开关管和一个箝位电容。下面以其中一相电路中的电容箝位型三电平桥臂为例进行详细说明：
电容箝位型三电平桥臂包括开关管Q1～Q4，以及箝位电容C1，其中，Q1～Q4依次串联构成一个串联支路；Q1的漏极作为该串联支路的一端连接输入电源的一端，Q4的源极作为该串联支路的另一端连接输入电源的另一端。其中，Q2和Q3的连接点为桥臂中点；C1的正极连接Q1和Q2的连接点，C1的负极连接Q3和Q4的连接点。
输入电源的电压为E，箝位电容C1的电压为E/2，该电容箝位型三电平桥臂能够输出E、E/2、0这三种电平。
该电容箝位型三电平桥臂的驱动控制逻辑如表4所示：
表4
状态1：Q1和Q2导通，桥臂中点的电压等于输入电源的正极电压，即，E。
状态2：Q3和Q4导通，桥臂中点的电压等于输入电源的负极电压，即，0。
状态3：Q1和Q3导通，输入电源为箝位电容C1充电，输入电源的电压为E，C1在稳态下其电压等于E/2，因此，桥臂中点的电压等于E/2。
状态4：Q2和Q4导通，箝位电容C1放电，因此，桥臂中点的电压等于C1上的电压，即，E/2。
状态3和状态4对应的桥臂中点电压均为E/2，状态3是为箝位电容C1充电，而状态4是箝位电容C1放电；在实际应用中，根据箝位电容C1的电压控制工作在何种状态。
本实施例中，多电平逆变电路是三电平变换电路，因此，以M＝0.5为工作模式切换的临界点，其中，M＝0.5是变压器匝数比为1时计算得到的典型值，当匝数比为其它数值时，增益值也会随之变化。
当M＞0.5时，控制LLC谐振变换电路工作在工作模式1，此工作模式下，状态1和状态2交替运行，桥臂中点的电压是0～E的方波信号，因此，谐振单元的输入电压是E。
当M≤0.5时，控制LLC谐振变换电路工作在工作模式2，此种工作模式下，状态3(或状态4)与状态2交替运行。其中，状态3和状态4根据实际需求交替运行。桥臂中点的电压是0～E/2的方波信号，因此，谐振单元的输入电压是E/2。
请参见图12，示出了本申请实施例另一种电容箝位型三电平桥臂的电路原理示意图，本实施例提供的多电平桥臂与图11所示的三电平桥臂的不同之处在于，增加了开关管Q21和Q24。
其中，Q21跨接在Q1和Q2构成的串联支路的两端；Q24跨接在Q3和Q4构成的串联支路的两端。Q21和Q24的作用是降低导通压降。
该电容箝位型三电平桥臂的开关状态与图14所示的三电平桥臂的开关状态相同，此处不再赘述。
本实施例提供的谐振变换电路，多电平逆变电路采用电容箝位型多电平桥臂，每个多电平桥臂均直接从输入电源取电不需要额外设置由两个分压电容构成的分压电路。因此，此种谐振变换电路不存在分压电容电压平衡的问题，控制更简单。
在本申请的再一个实施例中，多电平逆变电路可以采用五电平变换电路实现。
请参见图13，示出了一种应用于谐振变换电路中的五电平桥臂的电路原理示意图，本实施例与图4所示实施例的区别是将图4中的三电平桥臂利用五电平桥臂替换，其它部分与图4相同。本实施例将重点介绍五电平变换电路的工作及LLC谐振变换电路的工作模式切换过程。
如图13所示，五电平桥臂包括：开关管Q1～Q8，箝位电容C11。
Q1、Q2、Q3和Q4依次串联得到的串联支路连接分压电路的两端；其中，Q1的漏极连接C1，Q1的源极连接Q2的漏极，Q2的源极连接Q3的漏极，Q3的源极连接Q4的漏极，Q4的源极连接C2；其中，Q2和Q3的连接点是桥臂中点。
C11并联在Q2和Q3构成的连接支路的两端，而且，C11稳态时，其两端的电压等于E/4。
Q5和Q6跨接在分压电路中点O与Q1和Q2的连接点之间，其中，Q5的漏极连接分压电路中点，Q5的源极连接Q6的源极，Q6的漏极连接Q1和Q2的连接点。
Q7和Q8跨接在分压电路中点O与Q3和Q4的连接点之间，其中，Q7、Q8的连接方式与Q5、Q6相同，此处不再赘述。
该五电平桥臂在桥臂中点可以得到E/2、E/4、0、-E/4、-E/2五种电平信号。该五电平桥臂的驱动控制逻辑如下表所示：
表5
下面将结合上表逐一介绍五电平桥臂的各个状态：
状态1：Q1和Q2导通，桥臂中点P1的电压与C1的电压相等，即，E/2。
状态2：Q1和Q3导通，C1经过Q1和Q3为箝位电容C11充电，桥臂中点的电压等于C1的电压减去C11的电压，即，E/2-E/4＝E/4。
状态3：Q2、Q5、Q7和Q8导通，Q7和Q8导通，使得C11的负极电压等于0，而C11稳态时，其电压等于E/4，因此，C11的正极电压为E/4，此状态下，C11放电，使得桥臂中点P1的电压等于C11的电压E/4。
状态4：Q3、Q7和Q8导通，桥臂中点的电压等于分压电路中点的电压，即，0。
状态5：Q2、Q5和Q6导通，桥臂中点的电压等于分压电路中点的电压，即，0。
状态6：Q3、Q5和Q6导通，此状态下，C11的正极电压等于0，C11的负极电压等于-E/4。Q3导通使得桥臂中点P1的电压等于C11的负极电压，即，-E/4。
状态7：Q2和Q4导通，此状态下，Q4导通使得C11的负极电压等于-E/2，C11的正极电压为-E/2+E/4＝-E/4。Q2导通使得桥臂中点的电压等于C11的正极电压，即，E/4。
状态8，Q3和Q4导通，桥臂中点P1的电压等于C2的负极电压，即，-E/2。
请参见图14，示出了本申请实施例另一种应用于谐振变换电路的五电平桥臂的电路原理示意图。
如图14所示，五电平桥臂包括开关管Q1～Q8和电容C11；其中，Q1～Q4依次串联构成第一串联支路，Q5～Q8依次串联构成第二串联支路。
Q1的漏极作为第一串联支路的一端连接C1的正极，Q4的源极作为第一串联支路的一端连接C2的负极，Q2和Q3的连接点连接C1和C2的连接点。Q5的漏极作为第二串联支路的一端连接Q1和Q2的连接点，Q8的源极作为第二串联支路的另一端连接Q3和Q4的连接点；Q6和Q7的连接点为桥臂中点P1。
C11的正极连接Q5和Q6的连接点，C11的负极连接Q7和Q8的连接点，且C11的电压降等于E/4。
该五电平桥臂在桥臂中点可以得到E/2、E/4、0、-E/4、-E/2五种电平信号。该五电平桥臂的驱动控制逻辑如下表所示：
表6
状态1：Q1、Q5和Q6导通，桥臂中点的电压等于C1上的电压，即，E/2。
状态2：Q1、Q5和Q7导通，C11充电，桥臂中点的电压等于C1的电压减去C11的电压，即E/2-E/4＝E/4。
状态3：Q3、Q6和Q8导通，C11放电，桥臂中点的电压等于C11上的电压，即，E/4。
状态4：Q3、Q7和Q8导通，桥臂中点的电压等于分压电路中点的电压，即，0。
状态5：Q2、Q5和Q6导通，桥臂中点的电压等于分压电路中点的电压，即，0。
状态6；Q2、Q5和Q7导通，此状态下，C11的正极电压等于0，C11的负极电压等于-E/4，桥臂中点的电压等于C11的负极电压，即，-E/4。
状态7：Q4、Q6和Q8导通，此种状态下，C11的负极电压等于-E/2，桥臂中点的电压等于-E/2加上C11上的电压，即，-E/2+E/4＝-E/4。
状态8，Q4、Q7和Q8导通，此种状态下，桥臂中点的电压等于C2的负极电压，即，-E/2。
由于五电平桥臂能够在桥臂中点输出5种不同的电平幅值，任意两种电平相互组合，可以在多电平逆变电路的输出端产生10种不同幅值的方波电压，如下表所示：
表7
工作模式1，多电平逆变电路输出的方波电压的电平差值为E；工作模式2，多电平逆变电路输出的方波电压的电平差值为3E/4；工作模式3，多电平逆变电路输出的方波电压的电平差值为E/2；工作模式4，多电平逆变电路输出的方波电压的电平差值为E/4。因此，切换工作模式的临界点包括M＝0.75、0.5和0.25三个值，其中，这三个值均是当变压器的匝数比为1时计算得到的典型值。
当M＞0.75，或者，输出电压大于第一预设电压时，控制LLC谐振变换电路工作在工作模式1。其中，工作模式1下，多电平逆变电路输出的电压方波信号如图15a所示。
当0.75≥M＞0.5，或者，输出电压大于第二预设电压且小于所述第一预设电压时，控制LLC谐振变换电路工作在工作模式3。其中，工作模式3下，多电平逆变电路输出的电压方波信号的波形图如图15b所示。
当0.5≥M＞0.25，或者，输出电压大于第三预设电压且小于所述第二预设电压时，控制LLC谐振变换电路工作在工作模式2。其中，工作模式2下，多电平逆变电路输出的电压方波信号的波形图如图15c～图15d所示。
当M≤0.25，或者，输出电压小于所述第三预设电压时，控制LLC谐振变换电路工作在工作模式4。其中，工作模式4下，多电平逆变电路输出的电压方波信号的波形图如图15e所示。
本实施例提供的谐振变换电路，在谐振单元前设置五电平变换电路，当需要的输出电压增益较小时，可以控制五电平变换电路降低输入至谐振单元的输入电压。五电平变换电路能够输出电平差值分别E、3E/4、E/2和E/4的四种输入电压输入至谐振单元。谐振变换电路能够根据四种不同的输出电压需求，分别工作在不同的工作模式，工作模式控制更细化。使得谐振变换电路在输出电压更低时，仍能工作在谐振频率附近，进一步扩大了谐振变换电路的输出电压范围和低压输出时的带载能力。
另一方面，上述所有谐振变换电路实施例中，变压器中的三个原边绕组采用三角形连接方式或星型连接方式，三个副边绕组可以采用三角形连接方式或星型连接方式。其中，三角形连接方式是指三个绕组首末端依次连接成三角形，并从三个连接点引出三条引出线；星型连接方式是指三个绕组的末端连接成一个公共点，称为中性点，三个绕组的首端分别引出三条引出线。
谐振电感、谐振电容与变压器的原边绕组的连接方式包括以下两种情况：
(1)如图16a所示，谐振单元中的谐振电感Lr是变压器的漏感，励磁电感Lm是变压器的励磁电感，而且，压器的原边绕组连接成三角形。
在本申请的另一个实施例中，谐振电感Lr是变压器的漏感，励磁电感Lm是变压器的励磁电感，而且，变压器的原边绕组连接成星型结构。
(2)如图16b所示，谐振单元中的谐振电容Cr与原边绕组串联，励磁电感Lm是变压器的励磁电感、Lr是独立的电感器件，变压器的原边绕组连接成三角形。在本申请的另一个实施例中，图16b中的原边绕组还可以连接成星型结构。
又一方面，本申请实施例提供的谐振变换电路应用于三相电路时，三相变压器可以采用两个变压器串联实现。
如图17所示，变压器T1的原边绕组异名端与变压器T2的原边绕组同名端相连，得到的连接点与一个多电平变换桥臂的输出端连接；T1的原边绕组同名端和T2的原边绕组异名端分别连接另外两个多电平桥臂的输出端。T1的副边绕组异名端连接T2的副边绕组同名端，得到的连接点与整流电路中的一个输入端连接；T1的副边绕组同名端和T2的副边绕组异名端分别连接整流电路中的另外两个输入端。
再一方面，上述所有谐振变换电路实施例中，整流电路可以采用由MOS管实现的整流半桥实现，即，图4所示整流电路中的二极管由MOS管代替。此外，还可以利用JFET、GaN、IGBT等代替二极管。其中，MOS、JFET、GaN、IGBT等开关管的导通损耗小于二极管的导通损耗，因此，进一步降低了谐振变换电路的损耗。
在另一种应用场景中，功率的需求比较大，上述实施例提供的一个谐振变换电路无法满足功率需求，可以利用多个谐振变换电路进行串联或并联实现。
请参见图18，示出了本申请实施例一种功率变换系统的原理框图，该功率变换系统包括N个谐振变换电路，其中，N个谐振变换电路共用一个输出滤波电路。
各个谐振变换电路的输入端并联于输入电源两端，输出端可以并联连接，或者输出端串联连接，或者，部分谐振变换电路的输出端并联，并联后的输出端再与其它谐振变换电路的输出端串联。
若各个谐振变换电路的输出端并联，则整个系统的输出电流等于各个谐振变换电路的输出电流之和，适用于低压大电流的输出应用场景。若各个谐振变换电路的输出端串联，则整个系统的输出电压等于各个谐振变换电路的输出电压之和，适用于高电压低电流输出的应用场景。
其中，当谐振变换电路采用图4、图8或图9所示的电路拓扑时，这些电路拓扑包括分压电路，而且，分压电路通过两个分压电容实现，需要解决两个分压电容电压平衡的问题。
此种应用场景中，当谐振变换电路处于工作模式2时，可以控制不同的谐振变换电路分别工作在方式A、方式B。例如，当N＝2时，一个谐振变换电路工作在工作模式2的方式A，另一个谐振变换电路工作在工作模式2的方式B。从而使分压电路中两个电容的电压平衡，进而使整个功率变换系统正常工作。
又一方面，本申请还提供了一种谐振变换电路的控制方法，该方法应用于上述的谐振变换电路实施例或谐振变换电路系统实施例中，当谐振变换电路的所需输出电压小于预设电压值时，控制多电平逆变电路包含的开关管的开关状态，减小该多电平逆变电路输出的电压方波信号的电平差值，以使相应的谐振变换电路工作在谐振频率的预设范围内。
在本申请的一个实施例中，若多电平逆变电路是三电平变换电路，则当所需输出电压小于第一预设电压值时，控制该三电平变换电路输出电平差值为E/2的电压方波信号，其中，E为输入电源的电压；当所需输出电压大于或等于该第一预设电压值时，控制该三电平变换电路输出电平差值为E的电压方波信号。
在本申请的另一个实施例中，若多电平逆变电路为五电平变换电路，所述预设电压值包括数值依次增大的第二预设电压值、第三预设电压值和第四预设电压值，且所述第四预设电压值小于输入电源的电压值E；
当所需输出电压大于或等于所述第四预设电压值时，控制五电平变换电路输出电平差值为E的电压方波信号；
当所需输出电压大于或等于所述第三预设电压值且小于所述第四预设电压值时，控制五电平变换电路输出电平差值为3E/4的电压方波信号；
当所需输出电压大于或等于所述第二预设电压值且小于所述第三预设电压值时，控制五电平变换电路输出电平差值为E/2的电压方波信号；
当所需输出电压小于或等于所述第二预设电压值时，控制五电平变换电路输出电平差值为E/4的电压方波信号。
在本申请的又一个实施例(即，图18所示的实施例)中，谐振变换电路的数量大于或等于2，且各个所述谐振变换电路共用一个并联在输入电源两端的分压电路，所述分压电路包括串联连接的第一电容和第二电容；
当仅需第一电容(或第二电容)提供能量时(例如，工作模式2)，控制一半数量的谐振变换电路工作在仅由第一电容提供能量的第一预设模式下，同时，控制另一半数量的谐振变换电路工作在仅由第二电容提供能量的第二预设模式下；从而使分压电路中的第一电容和第二电容的电压平衡。
在上述实施例中，可以全部或部分地通过软件、硬件、固件或者其任意组合来实现。当使用软件实现时，可以全部或部分地以计算机程序产品的形式实现。所述计算机程序产品包括一个或多个计算机指令。在计算机上加载和执行所述计算机程序指令时，全部或部分地产生按照本发明实施例所述的流程或功能。所述计算机可以是通用计算机、专用计算机、计算机网络、或者其他可编程装置。所述计算机指令可以存储在计算机可读存储介质中，或者从一个计算机可读存储介质向另一个计算机可读存储介质传输，例如，所述计算机指令可以从一个网站站点、计算机、服务器或数据中心通过有线(例如，同轴电缆、光纤、数字用户线(DSL))或无线(例如，红外、无线、微波等)方式向另一个网站站点、计算机、服务器或数据中心进行传输。所述计算机可读存储介质可以是计算机能够存取的任何可用介质或者是包含一个或多个可用介质集成的服务器、数据中心等数据存储设备。所述可用介质可以是磁性介质(例如，软盘、硬盘、磁带)、光介质(例如，DVD)、或者，半导体介质(例如，固态硬盘Solid State Disk(SSD))等。
需要说明的是，本说明书中的各个实施例均采用递进的方式描述，每个实施例重点说明的都是与其他实施例的不同之处，各个实施例之间相同相似的部分互相参见即可。对于装置类实施例而言，由于其与方法实施例基本相似，所以描述的比较简单，相关之处参见方法实施例的部分说明即可。

Claims (16)

1.一种谐振变换电路，应用于三相电路中，其特征在于，包括三个多电平逆变电路、三个谐振单元、三相变压器、三相整流电路、输出滤波电路和控制器；
所述三个多电平逆变电路的输入端均并联于输入电源两端；
所述三个谐振单元的输入端分别一对一地连接所述三个多电平逆变电路的输出端，所述谐振单元用于对所述电压方波信号进行电压变换；
所述三相变压器的三个原边绕组分别一对一地连接所述三个谐振单元的输出端，所述三相变压器用于将所述三个谐振单元输出的电压信号进行电压变换；
所述三相整流电路的输入端分别一对一地连接所述三相变压器的副边绕组，所述三相整流电路用于对所述变压器输出的电压信号进行整流；
所述输出滤波电路的输出端连接所述三相整流电路的输出端，所述输出滤波电路用于对所述三相整流电路输出的电压信号进行滤波，得到所述谐振变换电路的输出电压；
所述控制器，用于当所需输出电压小于预设电压值时，控制所述多电平逆变电路内开关管的开关状态，减小所述多电平逆变电路输出的电压方波信号的幅值，以使所述谐振变换电路工作在谐振频率的预设范围内。
2.根据权利要求1所述的谐振变换电路，其特征在于，所述多电平逆变电路为三电平变换电路或五电平变换电路。
3.根据权利要求2所述的谐振变换电路，其特征在于，所述三电平变换电路包括分压电路和第一三电平桥臂；
所述分压电路包括第一电容和第二电容，所述第一电容和所述第二电容串联于所述输入电源的两端，所述第一电容和所述第二电容的连接点为分压电路中点，且所述分压电路中点连接接地端；
所述第一三电平桥臂包括第一开关管、第二开关管、第三开关管、第四开关管；
所述第一开关管和所述第二开关管同向串联后并联于所述分压电路两端，所述第一开关管和所述第二开关管的连接点是所述T型三电平桥臂的桥臂中点，且所述桥臂中点作为所述多电平逆变电路的输出端连接所述谐振单元的输入端；
所述第三开关管和所述第四反向串联后连接于所述分压电路中点和所述桥臂中点之间。
4.根据权利要求2所述的谐振变换电路，其特征在于，所述三电平变换电路包括分压电路和第二三电平桥臂；
所述分压电路包括第一电容和第二电容，所述第一电容和所述第二电容串联于所述输入电源的两端，所述第一电容和所述第二电容的连接点为分压电路中点，且所述分压电路中点连接接地端；
所述第二三电平桥臂包括依次同向串联的第五开关管、第六开关管、第七开关管和第八开关管，以及，第一二极管管和第二二极管管；
所述第五开关管的第一端连接所述分压电路的正极端，所述第八开关管的第二端连接所述分压电路的负极端，所述第六开关管和所述第七开关管的连接点为所述I型三电平桥臂的
所述第一二极管管的正极连接所述分压电路中点，负极连接所述第五开关管和所述第六开关管的连接点；
所述第二二极管的正极连接所述第七开关管和所述第八开关管的连接点，负极连接所述分压电路中点。
5.根据权利要求2所述的谐振变换电路，其特征在于，所述三电平变换电路为电容箝位型三电平桥臂；
所述电容箝位型三电平桥臂包括第九开关管、第十开关管、第十一开关管、第十二开关管和第一箝位电容；
所述第九开关管、第十开关管、第十一开关管和第十二开关依次同向串联后并联于所述输入电源的两端；
所述第一箝位电容的正极连接所述第九开关管和所述第十开关管的连接点，所述第一箝位电容的负极连接所述第十一开关管和所述第十二开关管的连接点，且所述第一箝位电容的端电压是E/2，其中，E是所述输入电源的电压。
6.根据权利要求2-5任一项所述的谐振变换电路，其特征在于，所述控制器用于当所需输出电压小于预设电压值时，控制所述多电平逆变电路内开关管的开关状态时，具体用于：
当所需输出电压小于第一预设电压值时，控制所述三电平变换电路输出电平差值为E/2的电压方波信号，其中，E为所述输入电源的电压值。
7.根据权利要求2所述的谐振变换电路，其特征在于，所述五电平变换电路包括分压电路和第一五电平桥臂；
所述分压电路包括第一电容和第二电容，所述第一电容和所述第二电容串联于所述输入电源的两端，所述第一电容和所述第二电容的连接点为分压电路中点，且所述分压电路中点连接接地端；
所述第一五电平桥臂包括第二箝位电容、十三开关管、第十四开关管、第十五开关管、第十六开关管、第十七开关管、第十八开关管、第十九开关管和二十开关管；
所述第十三开关管、所述第十四开关管、所述第十五开关管和所述第十六开关管依次同向串联得到竖桥，所述竖桥并联于所述分压电路的两端，且所述第十四开关管和所述第十五开关管为所述五电平桥臂的桥臂中点；
所述第十七开关管和所述第十八开关管反向串联得到第一横桥，所述第一横桥连接在所述分压电路中点和所述第十三开关管与所述第十四开关管的连接点之间；
所述第十九开关管和所述第二十开关管反向串联得到第二横桥，所述第二横桥连接在所述分压电路中点和所述第十五开关管与所述第十六开关管的连接点之间；
所述第二箝位电容跨接在所述第十四开关管和所述第十五开关管的两端，且所述第二箝位电容的电压是E/4，其中，E为所述输入电源的电压值。
8.根据权利要求2所述的谐振变换电路，其特征在于，所述五电平变换电路包括分压电路和第二五电平桥臂；
所述分压电路包括第一电容和第二电容，所述第一电容和所述第二电容串联于所述输入电源的两端，所述第一电容和所述第二电容的连接点为分压电路中点，且所述分压电路中点连接接地端；
所述第二五电平桥臂包括第三箝位电容、第二十一开关管、第二十二开关管、第二十三开关管、第二十四开关管、第二十五开关管、第二十六开关管、第二十七开关管和第二十八开关管；
所述第二十一开关管、第二十二开关管、第二十三开关管和第二十四开关管依次同向串联后并联于所述分压电路的两端；
所述第二十五开关管、第二十六开关管、第二十七开关管和第二十八开关管依次同向串联后并联于所述第二十二开关管和所述第二十三开关管的两端；
所述第三箝位电容跨接在所述第二十六开关管和所述第二十七开关管的两端，且所述第三箝位电容的电压为E/4，其中，E为所述输入电源的电压值。
9.根据权利要求2、7或8所述的谐振变换电路，其特征在于，所述预设电压值包括数值依次增大的第二预设电压值、第三预设电压值和第四预设电压值，且所述第四预设电压值小于所述输入电源的电压值E；
所述控制器用于当所需输出电压小于预设电压值时，控制所述多电平逆变电路内开关管的开关状态时，具体用于：
当所需输出电压大于或等于所述第三预设电压值且小于所述第四预设电压值时，控制所述五电平变换电路输出电平差值为3E/4的电压方波信号；
当所需输出电压大于或等于所述第二预设电压值且小于所述第三预设电压值时，控制所述五电平变换电路输出电平差值为E/2的电压方波信号；
当所需输出电压小于或等于所述第二预设电压值时，控制所述五电平变换电路输出电平差值为E/4的电压方波信号。
10.一种谐振变换电路，应用于单相电路中，其特征在于，包括：多电平逆变电路、谐振单元、变压器、整流电路、输出滤波电路和控制器；
所述多电平逆变电路的输入端并联于输入电源两端，用于将所述输入电源的电压转换成电压方波信号，且所述电压方波信号的幅值小于或等于所述输入电源的幅值；
所述谐振单元的输入端连接所述多电平逆变电路的输出端，所述谐振单元用于对所述电压方波信号进行电压变换；
所述变压器的原边绕组连接所述谐振单元的输出端，所述变压器用于将谐振单元输出的电压信号进行电压变换；
所述整流电路的输入端连接所述变压器的副边绕组，所述整流电路用于对所述变压器输出的电压信号进行整流；
所述输出滤波电路的输入端连接所述整流电路的输出端，所述输出滤波电路用于对所述整流电路输出的电压信号进行滤波，得到所述谐振变换电路的输出电压；
所述控制器，用于所需输出电压小于预设电压值时，控制所述多电平逆变电路内开关管的开关状态，减小所述多电平逆变电路输出的电压方波信号的电平差值，以使所述谐振变换电路工作在谐振频率的预设范围内。
11.一种谐振变换电路系统，其特征在于，包括：至少两个权利要求1-9任一项所述的谐振变换电路，或者，至少两个权利要求10所述的谐振变换电路，所述至少两个谐振变换电路共用一个输出滤波电路和一个控制器；
所述至少两个谐振变换电路的输入端均并联于所述输入电源两端；
所述至少两个谐振变换电路的输出端并联、串联，或者，一部分输出端并联，剩余的输出端串联。
12.根据权利要求11所述的谐振变换电路系统，其特征在于，所述至少两个谐振变换电路共用一个并联在所述输入电源两端的分压电路，所述分压电路包括串联的第一电容和第二电容；
当所述谐振变换电路系统仅需所述第一电容或所述第二电容提供能量时，所述控制器用于：
控制一半数量的所述谐振变换电路工作在由所述第一电容提供能量的第一预设模式下，并控制另一半数量的所述谐振变换电路工作在由所述第二电容提供能量的第二预设模式下。
13.一种谐振变换电路的控制方法，应用于权利要求1-11任一项所述的谐振变换电路或权利要求12所述的谐振变换电路系统中，其特征在于，所述方法包括：
当所需输出电压小于预设电压值时，控制多电平逆变电路内开关管的开关状态，减小所述多电平逆变电路输出的电压方波信号的电平差值，以使所述谐振变换电路工作在谐振频率的预设范围内。
14.根据权利要求13所述的方法，其特征在于，所述多电平逆变电路是三电平变换电路；
所述当所需输出电压小于预设电压值时，控制所述多电平逆变电路内开关管的开关状态，减小所述多电平逆变电路输出的电压方波信号的电平差值，包括：
当所需输出电压小于第一预设电压值时，控制所述三电平变换电路输出电平差值为E/2的电压方波信号，其中，E为输入电源的电压；
当所需输出电压大于或等于所述第一预设电压值时，控制所述三电平变换电路输出电平差值为E的电压方波信号。
15.根据权利要求13所述的方法，其特征在于，所述多电平逆变电路为五电平变换电路，所述预设电压值包括数值依次增大的第二预设电压值、第三预设电压值和第四预设电压值，且所述第四预设电压值小于所述输入电源的电压值E；
所述当所需输出电压小于预设电压值时，控制所述多电平逆变电路内开关管的开关状态，减小所述多电平逆变电路输出的电压方波信号的电平差值包括：
当所需输出电压大于或等于所述第四预设电压值时，控制所述五电平变换电路输出电平差值为E的电压方波信号；
当所需输出电压大于或等于所述第三预设电压值且小于所述第四预设电压值时，控制所述五电平变换电路输出电平差值为3E/4的电压方波信号；
当所需输出电压大于或等于所述第二预设电压值且小于所述第三预设电压值时，控制所述五电平变换电路输出电平差值为E/2的电压方波信号；
当所需输出电压小于或等于所述第二预设电压值时，控制所述五电平变换电路输出电平差值为E/4的电压方波信号。
16.根据权利要求13所述的方法，其特征在于，所述谐振变换电路的数量大于或等于2，且各个所述谐振变换电路共用一个并联在输入电源两端的分压电路，所述分压电路包括串联连接的第一电容和第二电容；
所述当所需输出电压小于预设值时，控制所述多电平逆变电路内开关管的开关状态，减小所述多电平逆变电路输出的电压方波信号的电平差值，包括：
当仅需所述第一电容或所述第二电容提供能量时，控制一半数量的所述谐振变换电路工作在仅由所述第一电容提供能量的第一预设模式下，并控制另一半数量的所述谐振变换电路工作在仅由所述第二电容提供能量的第二预设模式下。
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