CN104638931B - 对称式rcd箝位的正-反激变换器 - Google Patents

对称式rcd箝位的正-反激变换器 Download PDF

Info

Publication number
CN104638931B
CN104638931B CN201510079156.8A CN201510079156A CN104638931B CN 104638931 B CN104638931 B CN 104638931B CN 201510079156 A CN201510079156 A CN 201510079156A CN 104638931 B CN104638931 B CN 104638931B
Authority
CN
China
Prior art keywords
main switch
rcd
voltage
converter
rectification circuit
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Expired - Fee Related
Application number
CN201510079156.8A
Other languages
English (en)
Other versions
CN104638931A (zh
Inventor
曾怡达
何林
朱仁伟
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Southwest Jiaotong University
Original Assignee
Southwest Jiaotong University
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Southwest Jiaotong University filed Critical Southwest Jiaotong University
Priority to CN201510079156.8A priority Critical patent/CN104638931B/zh
Publication of CN104638931A publication Critical patent/CN104638931A/zh
Application granted granted Critical
Publication of CN104638931B publication Critical patent/CN104638931B/zh
Expired - Fee Related legal-status Critical Current
Anticipated expiration legal-status Critical

Links

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
    • H02M3/22—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac
    • H02M3/24—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters
    • H02M3/28—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac
    • H02M3/325—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M3/335—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
    • H02M3/338—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only in a self-oscillating arrangement
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/08—Circuits specially adapted for the generation of control voltages for semiconductor devices incorporated in static converters
    • H02M1/083—Circuits specially adapted for the generation of control voltages for semiconductor devices incorporated in static converters for the ignition at the zero crossing of the voltage or the current
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/32—Means for protecting converters other than automatic disconnection

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Dc-Dc Converters (AREA)

Abstract

本发明公开了一种对称式RCD箝位的正‑反激变换器。变压器T的副边绕组设置由第三主开关管Q3、储能电容C1和整流电路(112)构成的反激变换装置(111)：第三主开关管Q3的漏极与副边绕组的一端相连，第三主开关管的Q3源级与整流电路相连，储能电容的正极与副边绕组的另一端相连，负极与整流电路相连。本发明克服了传统单管正‑反激变换器开关管电压应力高的缺点，有利于降低开关管应力和效率的提升。在励磁电感电流连续模式时，实现副边开关管零电压转换(ZVS)，同时工作在一定条件励磁电感电流断续模式时，能够实现原边开关管零电压转换。该变换器占空比大于50％，主开关管电压应力低，可用于高电压、宽电压输入，并且具有较高转化效率的场合。

Description

对称式RCD箝位的正-反激变换器
技术领域
本发明涉及电阻、电容、二极管(简称RCD)以及副边电容箝位的正-反激变换器，涉及包含DC/DC变换器的电源供应装置。
背景技术
已有技术的电阻、电容、二极管(简称RCD)复位单管正激变换器如图1所示，其占空比可以大于50％，适用于低成本的宽范围输入的场合。但是该电路拓扑中开关管的电压应力过大，是电源电压的2倍，因此不适应于高压输入场合，并且其励磁复位的方式是一种耗能的复位方式，它的励磁能量消耗在电阻R上，这样复位电阻R也需要采用功率比较大的电阻，不仅增大了变换器的体积，而且变换器的效率也大打折扣。
为了降低开关管的电压应力，并且提高变换器的效率，有人提出了如图2所示的双管对称式RCD箝位正激变换器。包括了直流电源Vin、变压器T、第一主开关管Q1、第二主开关管Q2，第一主开关管的漏极与直流电源的正极相连，源级与变压器原边绕组的一端相连，第二开关管的源级与直流电源的负极相连，漏极与变压器的原边绕组的另一端相连，在电源的正极和第二主开关管漏极与变压器原边绕组的接点间有第一复位支路，在电源的负极与第一主开关管源级与变压器原边绕组的接点间有第二复位支路，变压器的副边绕组与整流电路相连。该变换器每个主开关管的电压应力为单管正激变换器的一半，约等于电源输入的电压，适用于高电压输入场合。并且电阻R1及R2消耗的不是所有的激磁能量，而是激磁能量的一部分，这大大提高了变换器的效率。此种电路拓扑有占空比大于50％以及电压应力低的特点，但是作为宽范围输入，其输出输入电压比(Vout/Vin)和占空比D的关系是D的关系，在通常的四种情况中：D，1/(1-D)，D/(1-D)，D(1-D)，这四种关系在宽范围输入场合适应性为D/(1-D)>1/(1-D)>D>D(1-D)。因此宽范围适应性要差一些。
发明内容
鉴于现用技术的以上不足，本发明的目的是提供一种占空比大于50％，宽电压输入，开关管电压应力低，并且具有较高效率的对称式RCD箝位正-反激变换器。使之能克服现有技术的以上不足。在励磁电感电流连续模式时，能够实现副边开关管零电压转换(ZVS)。
本发明的目的是通过如下的手段实现的。
对称式RCD箝位的正-反激变换器，包括对称式RCD箝位电路110、变压器T和由变压器副边的第三开关管Q3与储能电容C1相连接的变换电路。变压器T的副边绕组设置由第三主开关管Q3、储能电容C1和整流电路(112)构成的反激变换装置(111)：第三主开关管Q3的漏极与副边绕组的一端相连，第三主开关管的Q3源级与整流电路相连，储能电容的正极与副边绕组的另一端相连，负极与整流电路相连。
本发明克服了传统单管正-反激变换器开关管电压应力高的缺点，有利于降低开关管应力和效率的提升。在励磁电感电流连续模式时，实现副边开关管零电压转换(ZVS)，同时工作在一定条件励磁电感电流断续模式时，能够实现原边开关管零电压转换。该变换器占空比大于50％，主开关管电压应力低，可用于高电压、宽电压输入，并且具有较高转化效率的场合。
附图说明
图1是已有技术的RCD复位单管正激变换器；
图2是已有技术的双管对称式RCD箝位正激变换器；
图3是本发明的对称式RCD箝位正-反激变换器；
图4是本发明在连续工作模式下各阶段工作过程图；
图5是本发明的对称式RCD箝位正-反激变换器在激磁电流连续情况下的关键波形；
图6是本发明的对称式RCD箝位正-反激变换器中交错RCD输入电压与吸收电容关系图；
图7是本发明的对称式RCD箝位正-反激变换器在激磁电流断续情况下的关键波形。
具体实施方式
下面结合附图对本发明作进一步说明：
如图3所示：对称式RCD箝位正-反激变换器，包括直流电源Vin，变压器T，第一主开关Q1，第二主开关Q2，第三主开关Q3，第一主开关的漏极与直流电源的正极相连，源级与变压器原边绕组的一端相连，第二主开关的源级与直流电源的负极相连，漏极与变压器原边绕组的另一端相连，在电源的正极和第二主开关漏极与变压器原边绕组的接点间接有第一复位支路，在电源的负极和第一主开关源级与变压器原边绕组的接点间有第二复位支路，变压器的副边绕组是由第三主开关管、储能电容和整流电路相连的。第三主开关管的漏极与副边绕组的一端相连，第三主开关管的源级与整流电路相连，储能电容的正极与副边绕组的另一端相连，负极与整流电路相连。
在此方案中，RCD箝位电路110可以是RCD复位电路抑或是其他形式的复位电路。整流电路可以是半波整流电路或零式半波整流电路或倍流整流电路或巧事全波整流电路或同步整流电路。各整流电路中的整流器可以是二极管，也可以是同步整流管。
本发明中变压器原边与RCD箝位正激变换器原边具有相同的拓扑，所以其继承了其占空比可以大于50％和电压应力低的特点。根据各主开关管Q1、Q2、Q3在关断的(1-D)T期间变压器激磁电流是否过零，将其定义为激磁电流连续状态(MCCM)和激磁电流断续状态(MDCM)。下面定量的描述在各种工作状态下该变换器的特性及设计方法：
由于MDCM状态下主开关管Q3关断期间其两端的电压会发生振荡，需要加入RCD箝位电路作为副边漏感缓冲，而MCCM状态下只需并联一个电容即可实现漏感能量，下面对变换器工作在MCCM+LCCM(滤波电感电流连续模式)下一个开关周期T内的工作模态进行分析，工作过程如图4所示：
(a)阶段[t0,t1]:t0时刻开关管Q1、Q2、Q3均导通，激磁电流im线性上升，变压器副边与电容电压VC1叠加，变换器工作在正激方式，副边二极管D0关断，该阶段激磁电流变化量Δim可以表示为：
(b)阶段[t1,t2]:t1时刻开关管Q1、Q2、Q3均关断，原边漏电感Llkp与寄生电容Coss1、Coss2谐振作用，副边漏电感Llks与电容C4和Coss3谐振作用，由于副边漏电感电流峰值与滤波电感L1相同，副边二极管D0维持关断状态。
(c)阶段[t2,t3]:t2时刻开关管Q1与Q2上电压之和等于Vin、VC2、VC3之和，漏电感电流ilkp开始通过二极管D1、D2向Vin、VC2、VC3流动，伴随着VC2与VC3的轻微上升，开关管Q1与Q2上电压也跟随上升。由于副边漏电感电流下降速度比滤波电感快，因而副边二极管D0导通。
(d)阶段[t3,t4]:t3时刻变压器原副边漏感放电完毕，副边电流is反向，激磁电流通过变压器副边与VC1、D0、Q3流通，工作在Flyback状态。同时滤波电感继续通过D0续流。由于开关管Q3上电压与is非关联，is通过电容C4与Coss3流通使其电压下降。
(e)阶段[t4,t5]:t4时刻电容C4与Coss3上电压已经下降为零，电流is将通过开关管Q3的体二极管流通构成Flyback变换器，t5时刻整个开关周期结束。
由图5中is和VQ3波形可知，在开关管关断期间，开关管Q3上电容C4在副边漏电感作用正向充电，漏电感放电结束，变换器工作在Flyback模式，电容C4实现反向放电，在很短的时间内电压降至0，电流is通过体二极管流通，整个过程实现开关管Q3零电压转换。
根据变换器不同的激磁电流情况，将变换器分为励磁电流连续状态和励磁电流断续状态进行具体的设计分析。
(1)励磁电流连续状态
由变换器在Flyback模式的工作原理分析，变换器工作在励磁电感电流连续模式(MCCM)时中间级电容C1上电压可以表示为：
式中：n为变压器原边与副边匝数比。根据变换器工作在励磁电感电流连续模式[6](MCCM)与输出滤波电感电流连续模式(LCCM)的特点，结合伏秒平衡关系可以得到输出电压可以表示如下：
式中：Vs为开关管导通时变压器二次侧电压。可以看出变换器适于宽输入电压范围情况，同时原边双管能够解决原边单管变换器所存在的开关管电压应力过高的问题。
变换器稳定工作于D≤0.5时，原边仅有漏电感能量完全传递至交错RCD吸收回路，此时漏电感吸收功率可以表示为：
由于对称式RCD吸收电路的作用，漏电感能量大部分回馈入输入端，其余小部分消耗在箝位电阻R1与R2上。由于VC2＝VC3，所以有电容C2与C3以及输入电源Vin上吸收的功率PsC2、PsC3、PsIN之比为：
根据式(4)可以得出VC与输入电压Vin、箝位电阻R、漏电感吸收功率PLKP之间的关系式为：
当电路稳定工作于D＞0.5时，此时原边交错RCD吸收回路电压必须大于Flyback模式形成的反射电压，以保证电路正常工作：
VIN+VC2+VC3≥n·VC1 (7)
因而交错RCD吸收电路电阻R1与R2的选取就变得十分关键，若取值过小，在电路工作于D＞0.5时，为满足式(7)的工作条件，部分励磁电感能量将进入对称式RCD吸收回路，造成更大的能量损耗影响变换器整体工作效率，甚至出现磁回复问题造成变压器饱和。若取值过大，根据式(6)以及图4可以得出吸收电容C2与C3上电压将会很高，造成开关管电压应力增大，造成硬件选择困难以及成本问题。
图6为电路工作于MCCM，漏电感吸收功率固定为10W时，在不同的吸收电阻下输入电压与吸收电容电压之间的关系曲线，在同一输入电压情况下，吸收电阻越大，吸收电容上的电压也越大，根据曲线选取吸收电阻值，以满足变换器各方面的性能要求。
由于副边存在开关管Q3，从而不得忽略变压器副边漏电感Llks所带来的开关管电压尖峰问题。由图4可得，励磁电感电流工作在连续状态，在开关管Q3断开瞬间，副边漏电感能量通过开关管Q3的输出结电容Coss3、并联吸收电容C4、中间级电容C1作用，使得Coss3与C4上电压持续上升，直到漏电感能量释放完毕，这一过程相对于开关周期T十分短暂，由于电容C1值非常大，因而这个过程其上电压几乎不发生变化，选取合理的C4就可以控制开关管Q3上的漏电感造成的电压尖峰。在工作于Flyback模式时，开关管Q3上的电压由于反向电流is的作用，将会变为0，能够实现零电压开通(ZVS)。
(2)励磁电流断续状态
变换器工作在励磁电流断续模式[6]时，中间级电容C1上电压与Flyback变换器工作在励磁电流断续模式相同，其上电压与输入电压满足一下关系式：
其中0<k≤1，其取值与励磁电流的不连续程度有关，相比于连续模式下有更高的电压增益，相比之下更加适宜宽范围输入情况。
可以看出变换器适于宽输入电压范围情况，同时原边双管能够解决原边单管变换器所存在的开关管电压应力过高的问题。
图7为励磁电流工作在断续模式下变换器关键波形，在t2-t3时间段内开关管两端电压VDS可以用以下关系式表示：
式中励磁电感与开关管结电容谐振角频率。
当变换器工作于MDCM时，开关管两端电压波形可以得出变换器满足励磁电感电流过零时间t≤t4-t2时,能够实现原边开关管零电压转换(ZVS)。副边开关管Q3在工作于MDCM模式时，由于存在励磁电感为零的时期，这一时期副边等效励磁电感Lms、电容C4与Coss3、中间级电容C1将会发生谐振，从而导致开关管Q3上电压发生震荡，如果在t5时刻其电压处在电压高位，由于C4的作用将会对开关管Q3造成很大的开通电流冲击，因而在励磁电流断续状态不能有吸收电容C4的存在，此时解决副边漏电感所带来的电压尖峰问题就需要在变压器副边加入RCD吸收电路。

Claims (3)

1.对称式RCD箝位的正-反激型变换器，包括对称式RCD箝位电路(110)、变压器T和由变压器副边的第三主开关管Q3与储能电容C1相连接的变换电路，其特征在于，变压器T的副边绕组设置由第三主开关管Q3、储能电容C1和整流电路(112)构成的反激变换装置(111)：第三主开关管Q3的漏极与副边绕组的一端相连，第三主开关管Q3的源级与整流电路相连，储能电容C1的正极与副边绕组的另一端相连，负极与整流电路相连；在主开关管Q3关断期间，主开关管Q3上并联吸收电容C4在副边漏电感作用下正向充电，漏电感放电结束，变换器工作在反激模式，并联吸收电容C4实现反向放电，在很短的时间内电压降至0，副边电流is通过主开关管Q3的体二极管流通，整个过程实现主开关管Q3零电压转换。
2.根据权利要求1所述的对称式RCD箝位的正-反激型变换器，其特征在于，所说的RCD箝位电路(110)是RCD复位电路。
3.根据权利要求1所述的对称式RCD箝位的正-反激型变换器，其特征在于，所说的整流电路(112)是半波整流电路、倍流整流电路抑或是桥式整流电路。
CN201510079156.8A 2014-11-18 2015-02-13 对称式rcd箝位的正-反激变换器 Expired - Fee Related CN104638931B (zh)

Priority Applications (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
CN201510079156.8A CN104638931B (zh) 2014-11-18 2015-02-13 对称式rcd箝位的正-反激变换器

Applications Claiming Priority (3)

Application Number Priority Date Filing Date Title
CN2014106605864 2014-11-18
CN201410660586 2014-11-18
CN201510079156.8A CN104638931B (zh) 2014-11-18 2015-02-13 对称式rcd箝位的正-反激变换器

Publications (2)

Publication Number Publication Date
CN104638931A CN104638931A (zh) 2015-05-20
CN104638931B true CN104638931B (zh) 2018-05-01

Family

ID=53217347

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
CN201510079156.8A Expired - Fee Related CN104638931B (zh) 2014-11-18 2015-02-13 对称式rcd箝位的正-反激变换器

Country Status (1)

Country Link
CN (1) CN104638931B (zh)

Families Citing this family (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN105790589B (zh) * 2016-03-08 2018-05-11 马鞍山职业技术学院 一种高效率高精度的多输出开关变换器
CN105743350B (zh) * 2016-03-08 2018-08-24 马鞍山职业技术学院 一种双rcd箝位的双管正激变换器
CN108539988A (zh) * 2018-05-18 2018-09-14 广州金升阳科技有限公司 一种变换器及其控制方法
CN111786559A (zh) * 2019-04-03 2020-10-16 深圳市正弦电气股份有限公司 一种双管反激电源电路
CN110350800B (zh) * 2019-07-16 2020-12-25 国网上海市电力公司 一种取自岸电的船舶阴极保护隔离型开关电源变流器

Family Cites Families (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US5991171A (en) * 1998-02-05 1999-11-23 Pi Electronics (H.K.) Ltd. DC-to-DC converters
EP2962387B1 (en) * 2013-02-28 2018-10-24 Telefonaktiebolaget LM Ericsson (publ) Driver for a synchronous rectifier in a forward flyback switch mode power supply
CN204290734U (zh) * 2014-11-18 2015-04-22 西南交通大学 对称式rcd箝位的正-反激变换器

Also Published As

Publication number Publication date
CN104638931A (zh) 2015-05-20

Similar Documents

Publication Publication Date Title
CN106059313B (zh) 有源钳位的反激电路及其控制方法
Lee et al. A three-phase current-fed push–pull DC–DC converter with active clamp for fuel cell applications
WO2020248472A1 (zh) 不对称半桥变换器及控制方法
CN105846682B (zh) 一种正反激变换器的新型混合控制方式
CN101854120B (zh) 一种高效率多功能反激变换器
CN104935172B (zh) 三电平软开关正反激直直变换电路拓扑结构
CN204696926U (zh) 一种可调压定频llc谐振变换器
CN102364860B (zh) 一种二次侧移相控制全桥变换器
CN104638931B (zh) 对称式rcd箝位的正-反激变换器
CN103904901B (zh) 一种移相全桥变换电路及控制方法
CN110071640A (zh) 一种三倍流整流llc三相全桥直流变换器
CN102497108A (zh) Llc谐振型推挽正激变换拓扑
CN207218541U (zh) 一种准谐振软开关双管反激dc/dc变换器
CN103595259A (zh) 一种双变压器串并联式隔离型软开关直流变换器及其控制方法
CN102231600A (zh) 应用于弧焊逆变电源的新型全桥软开关电路
CN104993707A (zh) 基于llc谐振的双向dc/dc变换器的控制方法
CN105406724A (zh) 移相控制全桥零电流变换器及直流开关电源
CN103208927A (zh) 一种隔离型软开关高升压直流变换器及其控制方法
CN110176863A (zh) 一种llc谐振变换器参数设计方法
CN104578806A (zh) 级联双向软开关dc/dc电路拓扑
CN203859684U (zh) 一种大电流半桥电路
CN109302078B (zh) 基于同步整流模式的dc-dc开关电源
CN103782499A (zh) 具有正弦波变压器电压的隔离开关模式dc/dc转换器
CN103296896B (zh) 一种软开关隔离型升压直流变换器及其控制方法
Ni et al. Implementation of a bidirectional three-phase dual-active-bridge DC converter with hybrid modulation for electric vehicle applications

Legal Events

Date Code Title Description
C06 Publication
PB01 Publication
C10 Entry into substantive examination
SE01 Entry into force of request for substantive examination
GR01 Patent grant
GR01 Patent grant
CF01 Termination of patent right due to non-payment of annual fee

Granted publication date: 20180501

Termination date: 20210213

CF01 Termination of patent right due to non-payment of annual fee