CN105790589B

CN105790589B - 一种高效率高精度的多输出开关变换器

Info

Publication number: CN105790589B
Application number: CN201610130382.9A
Authority: CN
Inventors: 宁平华; 张庆丰; 吴彩林; 夏兴国; 周敏; 黄传球
Original assignee: MA'ANSHAN TECHNICAL COLLEGE
Current assignee: MA'ANSHAN TECHNICAL COLLEGE
Priority date: 2016-03-08
Filing date: 2016-03-08
Publication date: 2018-05-11
Anticipated expiration: 2036-03-08
Also published as: CN105790589A

Abstract

本发明公开了一种高效率高精度的多输出开关变换器，属于开关电源技术领域。本发明中开关管M1的漏极与电源Vs的正极相连，M1的源极与T1第一副边绕组的异名端、T2原边绕组的同名端相连，M1的栅极与T1第一副边绕组的同名端相连；M2的源极与Vs的负极、T1第二副边绕组的异名端相连，M2的漏极与T2原边绕组的异名端相连，M2的栅极与T1第二副边绕组的同名端相连；在M1的漏极与T2原边绕组的异名端的接点间有RCD箝位电路；在M2的源极与T2原边绕组的同名端的接点间有RCD箝位电路；T2的两副边绕组分别与主输出电路、辅助输出电路相连。本发明使用双RCD箝位电路，能保证输入在较宽范围变化，且能实现辅助输出电压的精确调节。

Description

一种高效率高精度的多输出开关变换器

技术领域

本发明涉及开关电源技术领域，更具体地说，涉及一种高效率高精度的多输出开关变换器。

背景技术

多输出开关电源能同时提供多组相互独立、电压等级相同或不同的直流电源。在需要多电压等级供电的系统中，与使用多个单输出开关电源相比，它具有性价比高、占地小、安装方便等优点。通常情况下，多输出开关电源以多个副边绕组获得多组输出电压，但只能选择一组输出作为反馈进行闭环控制，得到一组精确的电压输出，该组输出为主输出，其余均为辅助。

当前，辅助输出电压调整方法主要采用以下两种：第一种，调整辅助线圈的匝数；第二种，采用线性集成稳压块稳压。对于第一种方法，由于绕组只能以一匝为单位调整，主输出电压与匝数的比值为通过匝数可调的最小单位，所以很难精确得到要求电压。而第二种方法则会在稳压块上消耗大量能量，造成电源效率降低及发热量大等不良后果。

此外，现有单开关管DC-DC变换电路具有结构简单、低成本的优点。但是，由于开关管要承受过大的开关应力，所以故障易发稳定性不高。普通双管DC-DC变换电路与单管相比，单位开关管电压应力下降了一半。但是，PWM占空比不能超过50％，不能满足开关电源在高输入轻载工况下的调压需求。

为解决DC-DC变换电路高开关应力与低占空比的问题，顾亦磊，顾晓明等在《中国电机工程学报》上公开了论文《一种新颖的宽范围双管正激型DC/DC变换器》，其提出的双管正激型DC/DC变换器可以将占空比提高到57％左右，但该电路在低输入电压、重载情况下将不能进一步提高占空比获得稳定输出，且两开关管开关应力不同，第一主开关管关管时应力高于第二主开关管，而若选用同型号，则易造成第一主开关管过压烧毁或第二主开关管开关性能不能有效发挥等不足。

中国专利申请号200410016336.3，申请日为2004年2月13日，发明创造名称为：电阻、电容、二极管复位双管正激变换器；该申请案包括直流电源，变压器，两个主开关，第一主开关的漏极与电源的正极相连，第二复位支路是个二极管，或第一复位支路是个二极管，第二复位支路是由电阻和电容并联后再与二极管串联的电路，或两个复位支路均是由电阻和电容并联，源极与变压器原边的一端相连，第二主开关的源极与电源的负极相连，漏极与变压器原边绕组的另一端相连，变压器的副边与整流电路相连。在电源的正极和第二主开关漏极间接有第一复位支路，在电源的负极和第一主开关源极间接有第二复位支路，其中，第一复位支路是由电阻和电容并联后再与二极管串联的电路。该申请案主开关的电压应力低，占空比可大于50，电阻损耗低。但该申请案的开关管在低输入电压重载和高输入电压轻载两种极端不利条件时开关管开关应力不同，即该申请案在较恶劣的环境下使用时易出现开关管过压烧毁或开关性能不能有效发挥的问题，仍需进一步改进。

发明内容

1.发明要解决的技术问题

本发明针对上述情况，提出一种基于饱和电抗器的无损调压策略来解决多输出开关电源的辅助输出调压效果不理想的问题；本发明主要具有以下两个优点：第一、使用双RCD箝位电路，能保证输入在较宽范围变化，尤其是低输入重载时，可以进一步提高占空比得到稳定输出；第二、辅助输出采用磁控无损调节技术，能实现辅助输出电压的精确调节。

2.技术方案

为达到上述目的，本发明提供的技术方案为：

本发明的一种高效率高精度的多输出开关变换器，包括直流电源Vs，变压器T1、T2，开关管M1、M2，开关管M1的漏极与直流电源Vs的正极相连，开关管M1的源极分别与变压器T1第一副边绕组的异名端、变压器T2原边绕组的同名端相连，开关管M1的栅极与变压器T1第一副边绕组的同名端相连；开关管M2的源极分别与直流电源Vs的负极、变压器T1第二副边绕组的异名端相连，开关管M2的漏极与变压器T2原边绕组的异名端相连，开关管M2的栅极与变压器T1第二副边绕组的同名端相连；在开关管M1的漏极与变压器T2原边绕组的异名端的接点间有第一RCD箝位电路；在开关管M2的源极与变压器T2原边绕组的同名端的接点间有第二RCD箝位电路；变压器T2的副边主绕组与主输出电路相连，主输出电路与变压器T1的原边绕组之间设有隔离与PWM控制电路；变压器T2的副边辅助绕组与辅助输出电路相连，所述的辅助输出电路包括一饱和电抗器SR和一磁控电路，饱和电抗器SR和磁控电路配合实现对辅助输出电压的闭环反馈调节。

更进一步地，所述的第一RCD箝位电路由复位电阻R1和箝位电容C1并联后再与二极管D1串联而成，二极管D1的正极接于变压器T2原边绕组的异名端；所述的第二RCD箝位电路由复位电阻R2和箝位电容C2并联后再与二极管D2串联而成，二极管D2的负极接于变压器T2原边绕组的同名端。

更进一步地，所述的主输出电路包括二极管D3、D4，电感L1，电容C3和电阻RL1，二极管D3的正极与变压器T2副边主绕组的同名端相连，二极管D3、电感L1和电阻RL1依次串联，电阻RL1的另一端与变压器T2副边主绕组的异名端相连，电容C3并联于电阻RL1两端，二极管D4的正极与变压器T2副边主绕组的异名端相连，二极管D4的负极与二极管D3的负极相连。

更进一步地，所述的辅助输出电路中饱和电抗器SR的同名端与变压器T2副边辅助绕组的同名端相连，饱和电抗器SR的异名端与二极管D5的正极相连，二极管D5、电感L2和电阻RL2依次串联，电阻RL2的另一端与变压器T2副边辅助绕组的异名端相连，电容C4并联于电阻RL2的两端，二极管D6的正极与变压器T2副边辅助绕组的异名端相连，二极管D6的负极与二极管D5的负极相连；所述磁控电路的N1节点与二极管D7的正极相连，二极管D7的负极接饱和电抗器SR的异名端，磁控电路的N2节点与变压器T2副边辅助绕组的异名端相连，磁控电路的N3节点与电感L2相连。

更进一步地，所述的磁控电路包括电阻R3、R4、R5，电容C5、C6、稳压二极管D8和运算放大器U1，电阻R5和稳压二极管D8组成稳压电路，提供参考电压V_r给运算放大器U1正输入端，磁控电路应满足以下关系：

式中，V_n1和V_n3分别为磁控电路中N1和N3节点对地的电压，S为拉普拉斯算子。

更进一步地，所述的隔离与PWM控制电路包括一光电藕合电路和PWM控制器，所述的PWM控制器采用FPGA作为控制内核。

更进一步地，所述的第一RCD箝位电路、第二RCD箝位电路的电路参数相同，其中，第一RCD箝位电路、第二RCD箝位电路中箝位电容的最大充电电压值V_{C_max}：

V_{C_max}＝K×V_DSS-V_{s_max}

式中，V_DSS为开关管的最大耐压，V_{s_max}为最大输入电压，K为安全系数，K＜1。

更进一步地，所述安全系数K的取值为0.7～0.9。

更进一步地，第一RCD箝位电路、第二RCD箝位电路中箝位电容值C：

式中，L_p为变压器T2的原边电感量，I_c为开关管关断时箝位电容的初始充电电流值，V_c为箝位电容电压，V_f为开关管关断时变压器T2副边对原边的反馈电压。

更进一步地，第一RCD箝位电路、第二RCD箝位电路中复位电阻R：

式中，f为多输出开关变换器的开关频率，C为箝位电容值。

3.有益效果

采用本发明提供的技术方案，与已有的公知技术相比，具有如下显著效果：

(1)本发明的一种高效率高精度的多输出开关变换器，在主电路中设置了第一RCD箝位电路和第二RCD箝位电路，且两RCD箝位电路的电路参数相同，能保证输入在较宽范围变化，尤其是低输入重载时，可以进一步提高占空比得到稳定输出；试验表明，本发明可将最大可调占空比由普通双管时的0.5提升至0.8左右，且最大开关应力较单管有大幅下降，同时具有开关应力低和高可调占空比的优点；

(2)本发明的一种高效率高精度的多输出开关变换器，鉴于高频多输出开关变换器占空比调节对实时性要求非常高，普通微控制器软件编程的方法使算法输出延时会引起控制系统振荡和误差较大，在隔离与PWM控制电路中采用FPGA作为控制内核用硬件编程的方法实现PID控制，完成占空比的实时调节，占空比最小可调时间单位为0.1微秒，可以提高系统在输入波动和负载变化时快速反应能力，使输出精确同时稳定；

(3)本发明的一种高效率高精度的多输出开关变换器，通过长期的试验研究和理论分析，对RCD箝位电路中的最大充电电压值V_{C_max}、箝位电容值C、复位电阻R进行了优化，可以使两开关管在低输入重载和高输入轻载两种恶劣工况下开关应力达到基本均衡，有利于开关管性能发挥，且最大可调占空比大大提升；

(4)本发明的一种高效率高精度的多输出开关变换器，辅助输出采用磁控无损调节技术，能实现辅助输出电压的精确调节。

附图说明

图1是本发明的多输出开关变换器总体电路图；

图2中的(a)为多输出开关变换器断续工作时波形图；图2中的(b)为多输出开关变换器连续工作时波形图；

图3中的(a)为理想B-H特性图；图3中的(b)为饱和电抗器B-H特性图；

图4中的(a)为多输出开关变换器所加电压随时间变化图；图4中的(b)为无饱和电抗器时变压器T2辅助输出电流随时间变化图；图4中的(c)为饱和电抗器工作在S2点时变压器T2辅助输出电流随时间变化图；图4中的(d)为饱和电抗器工作在S3点时变压器T2辅助输出电流随时间变化图；

图5为本发明中磁控电路图；

图6中的(a)是输入电压为100V，辅助输出电流为20A时，两开关管G极驱动电压V_mg波形及去磁电流波形图；图6中的(c)和(e)分别是无饱和电抗器和有饱和电抗器时，T2副边辅助输出电流It1和辅助输出电压Vo2的对比图；图6中的(b)、(d)、(f)是输入电压为100V，输出电流为10A时，即低输入电压重载时的波形图。

具体实施方式

为进一步了解本发明的内容，结合附图和实施例对本发明作详细描述。

实施例1

结合图1，本实施例的一种高效率高精度的多输出开关变换器，包括直流电源Vs，变压器T1、T2，开关管M1、M2，开关管M1的漏极与直流电源Vs的正极相连，开关管M1的源极分别与变压器T1第一副边绕组的异名端、变压器T2原边绕组的同名端相连，开关管M1的栅极与变压器T1第一副边绕组的同名端相连；开关管M2的源极分别与直流电源Vs的负极、变压器T1第二副边绕组的异名端相连，开关管M2的漏极与变压器T2原边绕组的异名端相连，开关管M2的栅极与变压器T1第二副边绕组的同名端相连；在开关管M1的漏极与变压器T2原边绕组的异名端的接点间有第一RCD箝位电路，所述的第一RCD箝位电路由复位电阻R1和箝位电容C1并联后再与二极管D1串联而成，二极管D1的正极接于变压器T2原边绕组的异名端；在开关管M2的源极与变压器T2原边绕组的同名端的接点间有第二RCD箝位电路，所述的第二RCD箝位电路由复位电阻R2和箝位电容C2并联后再与二极管D2串联而成，二极管D2的负极接于变压器T2原边绕组的同名端。

变压器T2的副边主绕组与主输出电路相连，主输出电路包括二极管D3、D4，电感L1，电容C3和电阻RL1，二极管D3的正极与变压器T2副边主绕组的同名端相连，二极管D3、电感L1和电阻RL1依次串联，电阻RL1的另一端与变压器T2副边主绕组的异名端相连，电容C3并联于电阻RL1两端，二极管D4的正极与变压器T2副边主绕组的异名端相连，二极管D4的负极与二极管D3的负极相连。

主输出电路与变压器T1的原边绕组之间设有隔离与PWM控制电路。所述的隔离与PWM控制电路包括一光电藕合电路和一PWM控制器，光电藕合电路实现主电路与控制电路的安全隔离。因多输出开关变换器占空比调节对实时性要求非常高，普通微控制器软件编程的方法使算法输出延时会引起控制系统振荡和误差较大。本实施例采用FPGA作为控制内核，用硬件编程的方法实现PID控制，完成占空比的实时调节，占空比最小可调时间单位为0.1微秒，可以提高系统在输入波动和负载变化时快速反应能力，使输出精确同时稳定。

变压器T2的副边辅助绕组与辅助输出电路相连，所述的辅助输出电路包括一饱和电抗器SR和一磁控电路，饱和电抗器SR的同名端与变压器T2副边辅助绕组的同名端相连，饱和电抗器SR的异名端与二极管D5的正极相连，二极管D5、电感L2和电阻RL2依次串联，电阻RL2的另一端与变压器T2副边辅助绕组的异名端相连，电容C4并联于电阻RL2的两端，二极管D6的正极与变压器T2副边辅助绕组的异名端相连，二极管D6的负极与二极管D5的负极相连；所述磁控电路的N1节点与二极管D7的正极相连，二极管D7的负极接饱和电抗器SR的异名端，磁控电路的N2节点与变压器T2副边辅助绕组的异名端相连，磁控电路的N3节点与电感L2相连。辅助输出电路通过饱和电抗器SR和磁控电路配合实现对辅助输出电压的闭环反馈调节，闭环反馈原理将在下文具体描述。

为简化驱动电路，本实施例使用具有两个完全相同的次级绕组的变压器T1来保证开关管M1和M2同时导通和关断，同时可简化开关管驱动电路、节约产品成本。在M1和M2导通时，励磁电流It逐渐增大，变压器T2的初级绕组上承受的电压为输入电压V_s；关断时，It逐渐减小但方向不变，通过R2//C2→D2→T2→D1→R1//C1支路续流，加在变压器T2原边绕组上的电压为V_s+V_c1+V_c2。因为两RCD箝位电路所使用元器件相同，为简化计算，假设V_c1＝V_c2＝V_c。变换器工作在连续和断续状态时波形分别如图2中的(a)和(b)所示。

在工作过程中变压器T2必须满足伏秒平衡式：

V_sD≤(V_s+2V_c)(1-D) (1)

变换可得则占空比最大值计算表达式这：

显然，只要V_c大于零，则可得到D_max大于50％。

本实施例在主电路中设置双RCD箝位电路，能保证输入在较宽范围变化，尤其是低输入重载时，可以进一步提高占空比得到稳定输出。发明人指出，通常情况下，双管正激电路中两个开关管参数相同，为均衡开关管开关应力，两个RCD箝位电路参数也应尽可能一致。此外，为使开关管在低输入电压重载和高输入电压轻载两种极端不利条件时开关管开关应力尽可能接近，发明人通过长期的试验研究和理论分析，对RCD箝位电路中的最大充电电压值V_{C_max}、箝位电容值C、复位电阻R进行了优化，RCD箝位电路参数如下：

第一RCD箝位电路、第二RCD箝位电路中箝位电容的最大充电电压值V_{C_max}：

V_{C_max}＝K×V_DSS-V_{s_max} (3)

式中，V_DSS为开关管的最大耐压，V_{s_max}为最大输入电压(即直流电源Vs的最大电压值)，K为安全系数，K＜1，其中安全系数K的取值为0.7～0.9较佳，当工作条件恶劣安全系数要求高时取0.7。

第一RCD箝位电路、第二RCD箝位电路中箝位电容值C：

式中，L_p为变压器T2的原边电感量，I_c为稳态下开关管关断后箝位电容的初始充电电流值，V_c为箝位电容电压，V_f为开关管关断时变压器T2副边对原边的反馈电压。

第一RCD箝位电路、第二RCD箝位电路中复位电阻R：

式中，f为多输出开关变换器的开关频率，C为箝位电容值。

通过上述公式确定RCD箝位电路参数后，可以使两开关管在低输入重载和高输入轻载两种恶劣工况下开关应力达到基本均衡，有利于开关管性能发挥，且最大可调占空比大大提升。

理想的饱和电抗器的B-H磁滞回线如图3中的(a)所示，它具有不饱和与饱和两种工作状态。在不饱和状态时，特性曲线几乎是垂直的；而在饱和状态时，特性曲线则接近水平。根据磁导率μ＝B/H，磁导率即为曲线上不同点的切线斜率。由此可知，在不饱和状态时，μ接近无穷大，绕在这种磁芯上的电感值也接近无穷大，阻抗对交变电流影响很大，相当于开关的关断状态；当处于饱和状态时，μ几乎为零，绕在这种磁芯上的电感值很小，阻抗值近似为绕组的电阻，阻抗对电流的影响很小，相当于开关的开通状态。

而实际饱和电抗器的磁滞回线如图3中的(b)所示，虽然不像理想曲线那样呈水平或垂直状态，但饱和状态时μ仍极小，非饱和状态时μ极大。本实施例中饱和电抗器的工作原理为：

图1中，因为饱和电抗器SR与变压器T2的副边辅助绕组串联，当该绕组上正下负时即进入正激工作状态，在整个正激过程中二极管D5导通，饱和电抗器SR中通过的正向电流由小变大，由于该电流值最终将远大于饱和电抗器的正向饱和励磁电流，因此在每个正激过程结束时，饱和电抗器SR都已进入正向饱和状态，即在曲线上S₀点右边，此时磁感应强度为B_s。正激过程结束后，副边辅助绕组感应电动势将反向变成上负下正，二极管D5截止，磁控电路使二极管D7导通，进而使SR中通入负向励磁电流，因为H与励磁电流成正比，所以H将沿负向变化，称为去磁。根据H不同降幅，存在以下几种情形：若H仅降为0，则饱和电抗器SR将停留在S₁点，即正向剩磁点，此时磁场强度为B_r，略小于B_s；若H降至(-Hc,0)区间S₂点，此时B仍然为正值；当H刚好等于负向矫顽力-H_c时，此时B为0；若H降至小于-H_c，用S₃点表示，此时B将变为负值。当前的去磁点将成为下一正激周期的起点，即下一正激周期起点可能为S₁、S₂或S₃。在进入下一正激状态后，SR存在以下三种典型的进入饱和状态的路径，分别为S₁→S₀、S₂→S₅→S₀或S₃→S₄→S₅→S₀。此三种路径进入饱和状态前所需要的时间Δt可通过以下公式计算：

式中，Δt为延时时间，单位为微秒；N为饱和电抗器线圈匝数；ΔB为饱和电抗器磁通密度增量，单位为T；A_e为饱和电抗器磁心面积，单位为mm²；V_a为辅助输出副边绕组电压。

因为最大磁通密度增量为2B_s，所以，最大延时Δt_max为：

利用饱和电抗器SR以上特性，可以通过控制施加外部电压与产生电流之间的延时Δt，控制输出到负载端的脉冲宽度，再配合LC输出滤波器，达到精确控制辅助输出电压的目标。

利用饱和电抗器调节辅助输出电流平均值的原理如图4所示，图4中I1为加入饱和电抗器前变压器T2辅助输出的平均电流，I2和I3分别为加入饱和电抗器后去磁进行到S₂和S₃点的变压器T2辅助输出的平均电流，显然I1>I2>I3。经过LC滤波电路后输出电压平均值相对电路中无饱和电抗器时会降低，降低率与延时时间Δt成正比。由于饱和电抗器是通过调节PWM波的脉冲前沿延时时间来实现调压，即它是一种降压斩波调压，因此，T2辅助输出端电压应高于变换器辅助端设计输出电压，该电压差记为ΔV_a，则其为：

式中，D_m为主输出的PWM占空比，T为开关电源的开关周期，单位为微秒。

则最大可调电压ΔV_amax为：

本实施例设计的磁控电路如图5所示，此电路要求变压器T2的辅助输出绕组的输出电压高于设计电压。根据以上对饱和电抗器调压原理的分析可知，要实现辅助输出电压的精确调节，关键是对去磁电流的闭环控制。图5所示的磁控电路与图1组成去磁电流的闭环PID控制，图1中N₁接去磁二极管D7正端，为反向磁控电流输出端；N₂与系统电压参考地相连；N₃为辅助输出端，提供该路输出的实时电压反馈。

磁控电路中分压电阻R5与稳压管D8组成稳压电路，提供参考电压给运放正输入端，设其为V_r。R3、R4、C5和C6组成PID控制器的外围电路。该电路应满足以下关系：

式中，V_n1和V_n3分别为图5中N₁和N₃节点对地的电压，S为拉普拉斯算子。可得比例因子K_p，积分因子K_i，微分因子K_d分别为：K_i＝R₄C₅

为验证本实施例的实际工作性能，制作了一台输入100V-250V直流输入，主输出24V/10A、辅助输出为5V/20A的直流变换器样机，其主要参数如下：

开关频率f取60KHz，两个功率开关管M1和M2选用IPB50R299CP，二极管D3选用1N4007，二极管D4使用超快恢复二极管MUR1020，变压器T2变比n₁:n₂:n₃＝100:20:5(原边：副边主：副边辅助)，箝位电容C1和C2均为47nF，复位电阻R1和R2均取330Ω，R3＝47Ω，R4＝1.2KΩ，C5＝0.47μF，C6＝0.22μF，饱和电抗器磁芯选用铁氧体材料。

图6中的(a)是输入电压100V，辅助输出电流为20A时，两开关管G极驱动电压V_mg波形及去磁电流波形，此时占空比D为75％左右。图6中的(c)和(e)分别是无饱和电抗器和有饱和电抗器时，T2副边辅助输出电流It1和辅助输出电压Vo2的对比图。从图中可以看出饱和电抗器的加入不但提高了输出精度同时降低了纹波幅值。图6中的(b)、(d)、(f)是输入电压100V，输出电流10A，即低输入电压重载时的波形，此时占空比D为75％左右，电感L1中电流均大于7.5A，为CCM模式。箝位电容C1、C2最高工作电压提升至93V左右。RCD相对于传统D箝位而言，开关管应力增加率约为186％，单管最高应力为143V。而对于单管正激变换器，为简化分析，忽略因原边过大电流变化率而引起过电压，即使在以上理想情况下，单管最大开关应力应为250V。因此，相对于单管而言本实施例能将单管最大开关应力减少42％左右。图6中各参量的方向参照图1中的标注。

通过以上分析可知，具有双RCD箝位电路和饱和电抗器的多输出开关变换器不但能有效提升最大可调占空比至75％左右。同时，使辅助输出也形成闭环控制，提升了辅助输出的输出精度和抗干扰能力，对相关产品的开发具有较高参考价值。

以上示意性的对本发明及其实施方式进行了描述，该描述没有限制性，附图中所示的也只是本发明的实施方式之一，实际的结构并不局限于此。所以，如果本领域的普通技术人员受其启示，在不脱离本发明创造宗旨的情况下，不经创造性的设计出与该技术方案相似的结构方式及实施例，均应属于本发明的保护范围。

Claims

1.一种高效率高精度的多输出开关变换器，其特征在于：包括直流电源Vs，变压器T1、T2，开关管M1、M2，开关管M1的漏极与直流电源Vs的正极相连，开关管M1的源极分别与变压器T1第一副边绕组的异名端、变压器T2原边绕组的同名端相连，开关管M1的栅极与变压器T1第一副边绕组的同名端相连；开关管M2的源极分别与直流电源Vs的负极、变压器T1第二副边绕组的异名端相连，开关管M2的漏极与变压器T2原边绕组的异名端相连，开关管M2的栅极与变压器T1第二副边绕组的同名端相连；在开关管M1的漏极与变压器T2原边绕组的异名端的接点间有第一RCD箝位电路；在开关管M2的源极与变压器T2原边绕组的同名端的接点间有第二RCD箝位电路；变压器T2的副边主绕组与主输出电路相连，主输出电路与变压器T1的原边绕组之间设有隔离与PWM控制电路；变压器T2的副边辅助绕组与辅助输出电路相连，所述的辅助输出电路包括一饱和电抗器SR和一磁控电路，饱和电抗器SR和磁控电路配合实现对辅助输出电压的闭环反馈调节；所述的第一RCD箝位电路由复位电阻R1和箝位电容C1并联后再与二极管D1串联而成，二极管D1的正极接于变压器T2原边绕组的异名端；所述的第二RCD箝位电路由复位电阻R2和箝位电容C2并联后再与二极管D2串联而成，二极管D2的负极接于变压器T2原边绕组的同名端；所述的主输出电路包括二极管D3、D4，电感L1，电容C3和电阻RL1，二极管D3的正极与变压器T2副边主绕组的同名端相连，二极管D3、电感L1和电阻RL1依次串联，电阻RL1的另一端与变压器T2副边主绕组的异名端相连，电容C3并联于电阻RL1两端，二极管D4的正极与变压器T2副边主绕组的异名端相连，二极管D4的负极与二极管D3的负极相连；所述的辅助输出电路中饱和电抗器SR的同名端与变压器T2副边辅助绕组的同名端相连，饱和电抗器SR的异名端与二极管D5的正极相连，二极管D5、电感L2和电阻RL2依次串联，电阻RL2的另一端与变压器T2副边辅助绕组的异名端相连，电容C4并联于电阻RL2的两端，二极管D6的正极与变压器T2副边辅助绕组的异名端相连，二极管D6的负极与二极管D5的负极相连；所述磁控电路的N1节点与二极管D7的正极相连，二极管D7的负极接饱和电抗器SR的异名端，磁控电路的N2节点与变压器T2副边辅助绕组的异名端相连，磁控电路的N3节点与电感L2相连；所述的磁控电路包括电阻R3、R4、R5，电容C5、C6、稳压二极管D8和运算放大器U1，电阻R3和电容C5并联，一端连接磁控电路的N3节点，另一端与运算放大器U1的负极相连；电阻R4与电容C6串联，电阻R4的另一端连接运算放大器U1的负极，电容C6的另一端连接运算放大器U1输出端，运算放大器U1的输出端连接磁控电路的N1节点；稳压二极管D8的阴极分别与电阻R5和运算放大器U1的正极连接，电阻R5的另一端连接磁控电路的N3节点，稳压二极管D8的阳极连接磁控电路的N2节点，电阻R5和稳压二极管D8组成稳压电路，提供参考电压V_r给运算放大器U1正输入端，磁控电路应满足以下关系：

2.根据权利要求1所述的一种高效率高精度的多输出开关变换器，其特征在于：所述的隔离与PWM控制电路包括一光电藕合电路和PWM控制器，所述的PWM控制器采用FPGA作为控制内核。

3.根据权利要求2任一项所述的一种高效率高精度的多输出开关变换器，其特征在于：所述的第一RCD箝位电路、第二RCD箝位电路的电路参数相同，其中，第一RCD箝位电路、第二RCD箝位电路中箝位电容的最大充电电压值V_{C_max}：

V_{C_max}＝K×V_DSS-V_{s_max}

4.根据权利要求3所述的一种高效率高精度的多输出开关变换器，其特征在于：所述安全系数K的取值为0.7～0.9。

5.根据权利要求4所述的一种高效率高精度的多输出开关变换器，其特征在于：第一RCD箝位电路、第二RCD箝位电路中箝位电容值C：

6.根据权利要求5所述的一种高效率高精度的多输出开关变换器，其特征在于：第一RCD箝位电路、第二RCD箝位电路中复位电阻R：

式中，f为多输出开关变换器的开关频率，C为箝位电容值。