CN112054691A - 一种共用整流结构的单级调压变换电路及控制方法 - Google Patents

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Abstract

本发明提出了一种共用整流结构的单级调压变换电路及控制方法。本发明系统包括直流电源、电容分压模块、谐振模块、交流滤波模块、储能电感、第一变压器、第二变压器、第一电能调节逆变模块、电能调节整流模块、第二电能调节逆变模块、负载模块、主控制器。本发明方法能使实现在高效能量传输的同时，实现调压功能；本发明的LLC和DAB电路共用副边整流电路，可以减少开关器件的数量，进一步地提高电路的效率，降低电路的成本。本发明采用移相控制方式，通过控制桥臂之间的移相角，保证所有开关管都为零电压开通的同时，调节功率传输。

Description

一种共用整流结构的单级调压变换电路及控制方法
技术领域
本发明涉及电力电子变换技术领域，特别涉及一种共用整流结构的单级调压变换电路及控制方法。
背景技术
近年来，LLC谐振变换器由于高效率，隔离型电路等特点，被广泛用于高效率隔离的应用场景中，例如光伏储能，新能源汽车，固态变压器和低压大电流应用场合等。当LLC谐振变换器以谐振频率工作时，其可以获得原边开关管的零电压开通(ZVS)和副边整流二极管的零电流关断(ZCS)，从而可以获得最高的能量转化效率。然而，当电路工作点偏离谐振工作点时，LLC谐振变换器的变压器环流将会增加，导致LLC原边电流增加，电路损耗增大，从而降低了转换效率。
因此，对于需要宽电压增益的应用，题为"Two-Stage 48V-12V/6V-1.8V VoltageRegulator Module With Dynamic Bus Voltage Control for Light-Load EfficiencyImprovement"C.Fei,et al，《IEEE Transactions on Power Electronics》， 2017,32(7):5628-5636(“具有轻载效率改善的动态母线电压控制的两级 48V-12V/6V-1.8V的电压调节器模块”，《IEEE学报——电力电子期刊》，2017年第32卷第7期5628-5636页)提出了两级转换结构。两级转换结构使用LLC谐振变换器作为LLC DCX(直流变压器)来实现电压隔离，使用非隔离的DC-DC 转换器作为第二级来调整电压增益。两级电路拓扑结构可以使电路实现最佳的性能，例如稳定的输出电压和轻载效率的改善；同时，为了实现系统总体的高效率，可以通过评估不同的中间总线电压对效率的影响来选择最佳的中间总线电压以最大化两级转换结构的整体效率。尽管两级转换结构更容易扩展且更简单，但是第二级降压转换器效率通常较低，从而使得两级转换结构效率较低。
单级转换结构由于其元器件减少，因此可以以更高的功率密度实现更高的整体效率，目前是学者研究的一个主要方向。同时，为了实现电路一定的电压调节能力并且充分利用LLC转换器的DCX(直流变压器)工作模式的高效率特性，题为"1-MHz LLC Resonant DCTransformer(DCX)With Regulating Capability",X. Wu,et al，《IEEE Transactions onIndustrial Electronics》，2016,63(5):2904-2912(“具有调节能力的1MHz的LLC-DCX谐振变换器”，《IEEE学报——工业电子期刊》， 2016年第63卷第5期2904-2912页)提出了一种具有一定调压能力的隔离式LLC DCX(直流变压器)结构，它利用两个变压器的串联连接，大部分功率由主变压器和辅助变压器提供，再由DC-DC转换器提供负载调节。与两级转换结构相比，该电路结构的总的转换效率不再是每个转换级的乘积，因为大部分功率直接从LLC DCX(直流变压器)电路传输到负载，而小部分功率通过转换效率较低的辅助电路传输，因此提高了系统整体的效率。另一种电路结构是题为"1MHz 48V-12V Regulated DCX withSingle Transformer",X.Wu,et al，《IEEE Journal of Emerging and Selected Topicsin Power Electronics》，2019(“具有调节能力的单变压器1MHz的48-12V的LLC-DCX谐振变换器”，《IEEE学报-电力电子新兴与精选主题期刊》，2019年)，在变压器中添加辅助绕组，通过调节串联在输入源中的辅助DC-DC电路的输入电压来调节输出电压。题为"Single-StageHigh-Efficiency 48/1V Sigma Converter With Integrated Magnetics",M.H.Ahmed,et al，《IEEE Transactions on Industrial Electronics》，2020,67(1):192-202(“具有集成磁的单级高效48/1V Sigma转换器”，《IEEE学报——工业电子期刊》，2020 年第67卷第1期192-202页)针对12V电压调节模块提出了sigma结构电路拓扑，用来给CPU供电。这种电路结构包括LLC DCX(直流变压器)电路和buck 变换电路，原边串联，副边并联结构，这种电路结构能够在实现高效率的同时具有电压调节能力。但是该电路结构是一个非隔离电路结构，将会对后级负载造成 EMI噪声影响；并且buck电路开关器件的软开关难以实现，这会降低电路的整体效率。
为了实现电路隔离，双向功率流动和更宽的软开关范围，题为"Single-stageDAB-LLC Hybrid Bidirectional Converter with Tight Voltage Regulation underDCX Operation",Y.Liao,et al，《IEEE Transactions on Industrial Electronics》，2020 (“DCX操作下具有严格电压调节的单级DAB-LLC混合双向转换器”，《IEEE学报-工业电子期刊》，2020年)提出了LLC谐振变换电路+DAB(双有源全桥DC-DC 变换电路)的拓扑结构。DAB作为辅助电路能够实现电路的隔离，双向功率流动以及更宽的软开关范围，因此，如果让DAB电路作为DC-DC辅助转换电路， LLC谐振变换器作为DCX电路，令大部分功率直接从LLC DCX电路传输到负载，而小部分功率通过DAB电路传输，通过这种方法的组合，可以将两个电路的优势结合，因此提高了系统整体的效率。然而，这种电路结构具有较多的开关管，会导致电路通态损耗的增加，进而无法进一步提高电路的效率。同时，采用分立变压器的话，会导致装置的整体体积增大，磁芯损耗变大。
发明内容
本发明的目的在于克服上述存在的问题，提出一种共用整流结构的单级调压变换电路及控制方法。
本发明共用整流结构的单级调压变换电路，其特征在于，包括：直流电源、电容分压模块、谐振模块、交流滤波模块、储能电感、第一变压器、第二变压器、第一电能调节逆变模块、电能调节整流模块、第二电能调节逆变模块、负载模块、主控制器；
所述直流电源与所述电容分压模块通过有线方式连接；所述电容分压模块分别与所述的第一电能调节逆变模块、第二电能调节逆变模块通过有线方式依次连接；
所述第一电能调节逆变模块与所述谐振模块通过有线方式连接；所述第二电能调节逆变模块与所述储能电感通过有线方式连接；
所述谐振模块与所述第一变压器通过有线方式连接；所述储能电感与所述第二变压器通过有线方式连接；所述的第一变压器、第二变压器通过磁芯集成，以减小体积并提高功率密度；所述第一变压器与所述第二变压器共用副边；通过反向地绕制所述第一变压器的绕组方向、所述第二变压器的绕组方向，使得所述第一变压器产生的磁通、所述第二变压器产生的磁通在磁芯中心柱抵消以减少变压器磁芯损耗。
所述第一变压器与所述电能调节整流模块通过有线方式连接；所述第二变压器与所述电能调节整流模块通过有线方式连接；所述电能调节整流模块与所述交流滤波模块通过有线方式连接，所述交流滤波模块与所述负载模块通过有线方式连接；
所述主控制器分别与所述的第一电能调节逆变模块、第二电能调节逆变模块、电能调节整流模块通过有线方式依次连接。
作为优选，所述直流电源用于提供直流电源，并输出至所述电容分压模块；
作为优选，所述电容分压模块根据直流电源通过电容分压分别产生第一逆变直流电源、第二逆变直流电源，将第一逆变直流电源输出至所述第一电能调节逆变模块，将第二逆变直流电源输出至所述第二电能调节逆变模块；
作为优选，所述主控制器通过控制所述第一电能调节逆变模块，将第一逆变直流电源逆变为第一逆变交流电源，并传输至所述谐振模块；
所述主控制器通过控制所述第二电能调节逆变模块，将第二逆变直流电源逆变为第二逆变交流电源，并传输至所述储能电感；
作为优选，所述谐振模块将第一逆变交流电源传输至所述第一变压器，通过所述第一变压器将所述第一逆变交流电源通过磁耦合至所述电能调节整流模块；
作为优选，所述储能电感将第二逆变交流电源传输至所述第二变压器，通过所述第二变压器将所述第二逆变交流电源通过磁耦合至所述电能调节整流模块；
作为优选，所述第一变压器、所述第二变压器的副边并联将第一逆变交流电源、第二逆变交流电源融合得到融合后逆变交流电源；
作为优选，所述主控制器控制所述电能调节整流模块，用于将融合后逆变交流电源转化为负载直流电源输出；
作为优选，所述滤波模块，用于滤除负载直流电源的电压纹波得到滤波后负载直流电源，并传输至所述负载模块；所述负载模块用于提供负载；
作为优选，所述主控制器控制第一逆变交流电源的电压、第二逆变交流电源的电压保持一定移相角，从而调节滤波后直流电源的电压幅值。
作为优选，所述第一变压器与所述第二变压器的变比为N1:N2且N1>N2，所述第一逆变交流电源所传输能量与第二逆变交流电源所传输能量比值为N1:N2。
本发明控制方法包括以下步骤：
步骤1：构建滤波后负载直流电源的直流电压模型；
步骤2：主控制器根据脉冲信号的开关频率通过脉宽调制算法产生第一控制脉冲信号、第二控制脉冲信号，且通过移相控制算法控制第一控制脉冲信号与第二控制脉冲信号之间的相位差为第一逆变交流电源的电压、第二逆变交流电源的电压之间的移相角，主控制器根据第一控制脉冲信号控制第一电能调节逆变模块产生第一逆变交流电源进一步传输至第一变压器，主控制器根据第二控制脉冲信号控制第二电能调节逆变模块产生第二逆变交流电源进一步传输至第二变压器，
步骤3：主控制器结合脉冲信号的开关频率根据脉宽调制算法控制电能调节整流模块，将融合后逆变交流电源整流为负载直流电源，进一步通过交流滤波模块滤波后输出至所述负载模块，且滤波后负载直流电源的电压根据步骤1进行调节计算。
作为优选，所述滤波后负载直流电源的直流电压模型为：
Figure BDA0002665895610000051
其中，Vin表示直流电源输入电压，N1表示第一变压器的变比，N2表示第二变压器的变比，D表示第一逆变交流电源的电压、第二逆变交流电源的电压之间的移相角，L2表示第二变压器的漏感，fs表示主控制器控制第一电能调节逆变模块、第二电能逆变模块、电能调节整流模块的脉冲信号的开关频率，MLLC表示 LLC电路的增益，R1表示负载模块的电阻；
与现有技术方案相比，本发明至少具有以下有益效果：
本发明电路拓扑的主电路LLC DCX与辅助电路DAB都是隔离型电路拓扑，因此本发明具有隔离的特性，这样可以保证电源侧与负载侧不产生干扰；同时主电路和辅助电路都可以实现能量双向流动，因此，本发明具有能量双向流动的特性；同时辅助电路DAB通过合理的控制方式可以实现任意负载条件下的软开关特性；
本发明的LLC和DAB电路通过共用副边整流电路，在不影响电路整体性能的情况下，可以减少开关器件的数量，因此可以进一步地提高电路的效率，降低电路的成本。
本发明将两个变压器集成在一起，减小整个装置的体积；同时，通过合理地绕制两个变压器绕组方向，可以使第一变压器和第二变压器产生的磁通在EE磁芯中心柱抵消，从而可以减少变压器磁芯损耗。
附图说明
图1是本发明系统电路图；
图2是本发明系统集成变压器示意图；
图3是本发明系统的典型电路稳定工作状态下的波形；
图4是本发明系统的典型电路控制框图；
图5是本发明在输入电压48V时，电路稳定工作状态下的仿真波形；
图6是本发明在输入电压60V时，电路稳定工作状态下的仿真波形。
具体实施方式
为了便于本领域普通技术人员理解和实施本发明，下面结合附图及实施例对本发明作进一步的详细描述，应当理解，此处所描述的实施示例仅用于说明和解释本发明，并不用于限定本发明。
本发明的具体实施方式为一种共用整流结构的单级调压变换电路及控制方法。
其特征在于，包括：直流电源、电容分压模块、谐振模块、交流滤波模块、储能电感、第一变压器、第二变压器、第一电能调节逆变模块、电能调节整流模块、第二电能调节逆变模块、负载模块、主控制器；
所述直流电源与所述电容分压模块通过有线方式连接；所述电容分压模块分别与所述的第一电能调节逆变模块、第二电能调节逆变模块通过有线方式依次连接；
所述第一电能调节逆变模块与所述谐振模块通过有线方式连接；所述第二电能调节逆变模块与所述储能电感通过有线方式连接；
所述谐振模块与所述第一变压器通过有线方式连接；所述储能电感与所述第二变压器通过有线方式连接；所述的第一变压器、第二变压器通过磁芯集成，以减小体积并提高功率密度；所述第一变压器与所述第二变压器共用副边；通过反向地绕制所述第一变压器的绕组方向、所述第二变压器的绕组方向，使得所述第一变压器产生的磁通、所述第二变压器产生的磁通在磁芯中心柱抵消以减少变压器磁芯损耗。
所述第一变压器与所述电能调节整流模块通过有线方式连接；所述第二变压器与所述电能调节整流模块通过有线方式连接；所述电能调节整流模块与所述交流滤波模块通过有线方式连接，所述交流滤波模块与所述负载模块通过有线方式连接；
所述主控制器分别与所述的第一电能调节逆变模块、第二电能调节逆变模块、电能调节整流模块通过有线方式依次连接。
所述直流电源模块由直流电源vin组成；
所述电容分压模块由第一电容C1和第二电容C2组成；
所述谐振模块由第一电感L1和第三电容C3组成；
所述交流滤波模块由第四电容C4组成；
所述储能电感由第二电感L2组成；
所述第一变压器由第一变压器T1组成；
所述第二变压器由第二变压器T2组成；
所述第一电能调节逆变模块由第一开关管S1，第二开关管S2，第三开关管 S3，第四开关管S4组成；
所述电能调节整流模块由第五开关管S5，第六开关管S6，第七开关管S7，第八开关管S8组成；
所述第二电能调节逆变模块由第九开关管S9，第十开关管S10，第十一开关管S11，第十二开关管S12组成；
所述负载模块由第一电阻R1组成；
所述主控制器由第一控制器M1组成；
所述直流电源vin选型为40-60V，用于提供输入直流电源；
所述第一电容C1选型为20μF贴片电容，耐压100V，用于提供LLC电路输入电压；
所述第二电容C2选型为20μF贴片电容，耐压100V，用于提供DAB电路输入电压；
所述第一开关管～第四开关管S1～S4选型为BSC098N10NS5，漏源极击穿电压100V，漏源极耐流60A，用于控制直流电压的输出；
所述第一电感L1选型为322.5nH，用于储存和释放能量；
所述第三电容C3选型为122.7nF，用于与第一电感L1产生谐振；
所述第一变压器T1选型为Lm1＝5μH，用于传递能量至输出侧；
所述第九开关管～第十二开关管S9～S12选型为BSC098N10NS5，漏源极击穿电压100V，漏源极耐流60A，用于控制直流电压的输出；
所述第二电感L2选型为500nH，用于储存和释放能量；
所述第二变压器T2选型为Lm2＝5μH，用于传递能量至输出侧；
所述第五开关管～第八开关管S5～S8选型为BSC0500NSI，漏源极击穿电压30V，漏源极耐流100A，用于控制直流电压的输出；
所述第四电容C4选型为330μF，用于滤除输出侧直流电压纹波；
所述第一电阻R1选型为0.25Ω，用于提供负载；
所述直流电源用于提供直流电源，并输出至所述电容分压模块；
所述电容分压模块根据直流电源通过电容分压分别产生第一逆变直流电源、第二逆变直流电源，将第一逆变直流电源输出至所述第一电能调节逆变模块，将第二逆变直流电源输出至所述第二电能调节逆变模块；
所述主控制器通过控制所述第一电能调节逆变模块，将第一逆变直流电源逆变为第一逆变交流电源，并传输至所述谐振模块；
所述主控制器通过控制所述第二电能调节逆变模块，将第二逆变直流电源逆变为第二逆变交流电源，并传输至所述储能电感；
所述谐振模块将第一逆变交流电源传输至所述第一变压器，通过所述第一变压器将所述第一逆变交流电源通过磁耦合至所述电能调节整流模块；
所述储能电感将第二逆变交流电源传输至所述第二变压器，通过所述第二变压器将所述第二逆变交流电源通过磁耦合至所述电能调节整流模块；
所述第一变压器、所述第二变压器的副边并联将第一逆变交流电源、第二逆变交流电源融合得到融合后逆变交流电源；
所述主控制器控制所述电能调节整流模块，用于将融合后逆变交流电源转化为负载直流电源输出；
所述滤波模块，用于滤除负载直流电源的电压纹波得到滤波后负载直流电源，并传输至所述负载模块；所述负载模块用于提供负载；
所述主控制器控制第一逆变交流电源的电压、第二逆变交流电源的电压保持一定移相角，从而调节滤波后直流电源的电压幅值。
所述第一变压器与所述第二变压器的变比为N1:N2且N1>N2，所述第一逆变交流电源所传输能量与第二逆变交流电源所传输能量比值为N1:N2，N1:N2＝5:1。
如图2所示，所述第一变压器T1与所述第二变压器T2通过EE磁芯集成，用于减小体积，提高功率密度；同时，通过合理地绕制两个变压器绕组方向，使第一变压器和第二变压器产生的磁通在EE磁芯中心柱抵消，从而可以减少变压器磁芯损耗。
如图3所示为本发明的电路拓扑的典型工作波形，LLC谐振变换器的工作频率固定等于谐振频率，并且所有开关管的占空比都为50％，原边开关管S1～S4的驱动信号与副边开关管S5～S8的驱动信号对应相同，可以很容易地实现同步整流，在这种调制策略下，LLC谐振变换器相当于直流变压器(LLC DCX)。第二变压器T2、开关管S9～S12与开关管S5～S8组成DAB变换器，DAB变换器采用单移相控制，通过调节原边开关管S9～S12驱动信号与副边开关管S5～S8驱动信号的移相角，即相当于控制vab和vcd的移相角来实现输出功率的调节，其典型控制框图如图4所示。
下面对电路的整体工作状态进行分析。需要指出的是，以下大写字符表示的变量均为相应变量的稳态值，若存在未特别详细说明的过程或参数，均是本领域技术人员可参照现有技术理解或实现的。
本发明控制方法为：
步骤1：构建滤波后负载直流电源的直流电压模型；
设第一电感L1的电流为iLr1，第一变压器T1的励磁电感Lm1的电流为iLm1，流入第一电容的电流为iC1；流入第二电容的电流为iC2；流入第二电容和第二变压器的总的电流为i1；第一电容C1的电压为VC1，第二电容C2的电压为VC2,Vin＝ VC1+VC2，第二电感L2的电流为iL2，变压器副边整流电流为is,第一负载电阻R1电流为io，第一负载电阻R1电压为Vo。
全桥LLC谐振变换器电压增益为：
Figure BDA0002665895610000101
其中，λ＝Lm/Lr，
Figure BDA0002665895610000102
其中，若DAB为单移相控制，则DAB所传输功率为：
Figure BDA0002665895610000103
电路结构为输入串联结构，因此有：
i1＝iLr+iC1＝iL+iC2 (3)
Vin＝VC1+VC2 (4)
若LLC电路因为电路参数误差导致LLC没有工作在谐振频率，则
Figure BDA0002665895610000104
变压器两侧原边电流和副边电流的关系为：
is1＝N1iLr (6)
总输出电流可以表达为：
Figure BDA0002665895610000105
其中
Figure BDA0002665895610000106
Figure BDA0002665895610000107
Figure BDA0002665895610000108
代入(7)式可以得到
Figure BDA0002665895610000111
输出电压等式可以表达为：
Figure BDA0002665895610000112
联立以上两个等式，可得
Figure BDA0002665895610000113
令等式微分项为0，可以得到稳态关系式：
Figure BDA0002665895610000114
可以得到，输出电压为：
Figure BDA0002665895610000115
由(15)式可以看到，通过调整移相占空比D或者LLC电路增益MLLC的大小，可以保证大部分功率由LLC电路高效率传输的同时，改变输出电压的大小。
其中，Vin表示直流电源输入电压，N2表示第二变压器的变比，D表示第一逆变交流电源的电压、第二逆变交流电源的电压之间的移相角，L2表示第二变压器的漏感，fs表示主控制器控制第一电能调节逆变模块、第二电能逆变模块、电能调节整流模块的脉冲信号的开关频率，MLLC表示LLC电路的增益，R1表示负载模块的电阻；
步骤2：主控制器根据脉冲信号的开关频率通过脉宽调制算法产生第一控制脉冲信号、第二控制脉冲信号，且通过移相控制算法控制第一控制脉冲信号与第二控制脉冲信号之间的相位差为第一逆变交流电源的电压、第二逆变交流电源的电压之间的移相角，主控制器根据第一控制脉冲信号控制第一电能调节逆变模块产生第一逆变交流电源进一步传输至第一变压器，主控制器根据第二控制脉冲信号控制第二电能调节逆变模块产生第二逆变交流电源进一步传输至第二变压器，
步骤3：主控制器结合脉冲信号的开关频率根据脉宽调制算法控制电能调节整流模块，将融合后逆变交流电源整流为负载直流电源，进一步通过交流滤波模块滤波后输出至所述负载模块，且滤波后负载直流电源的电压根据步骤1进行调节计算。
图5和图6是电路输入电压分别为48V和60V时的仿真波形，由图可以看到，当输入电压变化时，电路可以通过改变移相角的大小来保持输出电压恒定，并且电路所有开关管都可以实现软开关，达到了预期的效果。
上述实施例是本发明系统的典型电路，但本发明的实施方式并不受上述实施例的限制，通过改变本发明系统DCX结构电路(包括但不限于半桥LLC谐振电路，全桥LLC谐振电路等)或者通过改变本发明系统后级整流电路(包括但不限于全桥整流电路，全波整流电路)而形成的典型电路，都包含在本发明的保护范围之内；同时，通过改变本发明系统的控制方式(包括但不限于单重移相控制，双重移相控制，三重移相控制，扩展移相控制和峰值电流控制等)而形成的典型的控制方式，都包含在本发明的保护范围之内。
上述实施例是本发明较佳的实施方式，但本发明的实施方式并不受所述实施例的限制，其他的任何未背离本发明的精神实质与原理下所做的改变、修饰、替代、组合、简化，均应为等效的置换方式，都包含在本发明的保护范围之内。
应当理解的是，上述针对较佳实施例的描述较为详细，并不能因此而认为是对本发明专利保护范围的限制，本领域的普通技术人员在本发明的启示下，在不脱离本发明权利要求所保护的范围情况下，还可以做出替换或变形，均落入本发明的保护范围之内，本发明的请求保护范围应以所附权利要求为准。

Claims (3)

1.一种共用整流结构的单级调压变换电路的控制方法，其特征在于，所述共用整流结构的单级调压变换电路包括：
直流电源、电容分压模块、谐振模块、交流滤波模块、储能电感、第一变压器、第二变压器、第一电能调节逆变模块、电能调节整流模块、第二电能调节逆变模块、负载模块、主控制器；
所述直流电源与所述电容分压模块通过有线方式连接；所述电容分压模块分别与所述的第一电能调节逆变模块、第二电能调节逆变模块通过有线方式依次连接；
所述第一电能调节逆变模块与所述谐振模块通过有线方式连接；所述第二电能调节逆变模块与所述储能电感通过有线方式连接；
所述谐振模块与所述第一变压器通过有线方式连接；所述储能电感与所述第二变压器通过有线方式连接；所述的第一变压器、第二变压器通过磁芯集成，以减小体积并提高功率密度；所述第一变压器与所述第二变压器共用副边；通过反向地绕制所述第一变压器的绕组方向、所述第二变压器的绕组方向，使得所述第一变压器产生的磁通、所述第二变压器产生的磁通在磁芯中心柱抵消以减少变压器磁芯损耗；
所述第一变压器与所述电能调节整流模块通过有线方式连接；所述第二变压器与所述电能调节整流模块通过有线方式连接；所述电能调节整流模块与所述交流滤波模块通过有线方式连接，所述交流滤波模块与所述负载模块通过有线方式连接；
所述主控制器分别与所述的第一电能调节逆变模块、第二电能调节逆变模块、电能调节整流模块通过有线方式依次连接；
所述直流电源用于提供直流电源，并输出至所述电容分压模块；
所述电容分压模块根据直流电源通过电容分压分别产生第一逆变直流电源、第二逆变直流电源，将第一逆变直流电源输出至所述第一电能调节逆变模块，将第二逆变直流电源输出至所述第二电能调节逆变模块；
所述主控制器通过控制所述第一电能调节逆变模块，将第一逆变直流电源逆变为第一逆变交流电源，并传输至所述谐振模块；
所述主控制器通过控制所述第二电能调节逆变模块，将第二逆变直流电源逆变为第二逆变交流电源，并传输至所述储能电感；
所述谐振模块将第一逆变交流电源传输至所述第一变压器，通过所述第一变压器将所述第一逆变交流电源通过磁耦合至所述电能调节整流模块；
所述储能电感将第二逆变交流电源传输至所述第二变压器，通过所述第二变压器将所述第二逆变交流电源通过磁耦合至所述电能调节整流模块；
所述第一变压器、所述第二变压器的副边并联将第一逆变交流电源、第二逆变交流电源融合得到融合后逆变交流电源；
所述主控制器控制所述电能调节整流模块，用于将融合后逆变交流电源转化为负载直流电源输出；
所述滤波模块，用于滤除负载直流电源的电压纹波得到滤波后负载直流电源，并传输至所述负载模块；所述负载模块用于提供负载；
所述主控制器控制第一逆变交流电源的电压、第二逆变交流电源的电压保持一定移相角，从而调节滤波后直流电源的电压幅值；
所述第一变压器与所述第二变压器的变比为N1:N2且N1>N2，所述第一逆变交流电源所传输能量与第二逆变交流电源所传输能量比值为N1:N2。
2.根据权利要求1所述的共用整流结构的单级调压变换电路的控制方法，其特征在于：
所述控制方法包括以下步骤：
步骤1：构建滤波后负载直流电源的直流电压模型；
步骤2：主控制器根据脉冲信号的开关频率通过脉宽调制算法产生第一控制脉冲信号、第二控制脉冲信号，且通过移相控制算法控制第一控制脉冲信号与第二控制脉冲信号之间的相位差为第一逆变交流电源的电压、第二逆变交流电源的电压之间的移相角，主控制器根据第一控制脉冲信号控制第一电能调节逆变模块产生第一逆变交流电源进一步传输至第一变压器，主控制器根据第二控制脉冲信号控制第二电能调节逆变模块产生第二逆变交流电源进一步传输至第二变压器，
步骤3：主控制器结合脉冲信号的开关频率根据脉宽调制算法控制电能调节整流模块，将融合后逆变交流电源整流为负载直流电源，进一步通过交流滤波模块滤波后输出至所述负载模块，且滤波后负载直流电源的电压根据步骤1进行调节计算。
3.根据权利要求2所述的共用整流结构的单级调压变换电路的控制方法，其特征在于：
所述滤波后负载直流电源的直流电压模型为：
Figure FDA0002665895600000031
其中，Vin表示直流电源输入电压，N1表示第一变压器的变比，N2表示第二变压器的变比，D表示第一逆变交流电源的电压、第二逆变交流电源的电压之间的移相角，L2表示第二变压器的漏感，fs表示主控制器控制第一电能调节逆变模块、第二电能逆变模块、电能调节整流模块的脉冲信号的开关频率，MLLC表示LLC电路的增益，R1表示负载模块的电阻。
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