CN101572488A - 复用桥臂的双输出直流-直流变换器 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种复用桥臂的双输出直流－直流变换器。它包括了由带有反并联二极管的功率开关管组成的第一、第二逆变桥臂，连接在第一、第二逆变桥臂中点之间的第一输出电路以及连接在第二逆变桥臂中点与电源负极(或电容分压网络中点)之间的第二输出电路；其中的第一输出电路由隔离整流电路及滤波电路组成，该路输出通过第一、第二逆变桥臂之间的相移进行调节，第二输出电路由谐振网络、第二整流电路及第二滤波电路组成，该路输出通过频率进行调节，第一路输出与第二路输出相互独立，互不影响；第一逆变桥臂作为移相控制中的超前桥臂，各功率开关管易于实现零电压开通，第二逆变桥臂作为两路输出的复用桥臂，实现软开关的能量由两路输出共同提供，因此也易于实现零电压开通。

Description

复用桥臂的双输出直流-直流变换器

技术领域

本发明涉及直流-直流变换器，尤其是全桥移相控制直流-直流变换器及半桥频率控制直流-直流谐振变换器。

背景技术

双输出电源可以提供两路独立的可调电压，也可提供正负对称的可调电压，因而得到广泛应用。相对于单管变换结构的双输出电源，桥式结构可以提供更大的功率容量，并且易于以令各功率开关管工作于软开关状态，因而在大功率场合得到了广泛应用。然而，由于桥式结构需要多个功率开关管，成本较高，体积较大，因此，如何有效地利用功率元件，提高器件的利用率，是一个十分有研究价值的问题。

为了提高器件的利用率，引入移相全桥变换器桥臂复用的概念。由于全桥变换器是由两个半桥变换器组合而成，上下管互补导通，且全桥变换器是依靠两个半桥之间的相移来调节输出的，在不影响全桥变换器移相功能实现的前提下，若可以利用其中的各个半桥变换器来实现另一路输出，就可以实现功率开关管的复用，以提高器件的利用率，提高功率密度，降低成本与体积。

名为“一种新型移相全桥软开关变换器”，公开号101202507，公开日2008年6月18日的中国专利申请，是实现上述功率桥臂复用的一个例子。该发明包括第一变压器、第二变压器、整流电路、滤波电路和电容支路、滞后桥臂及超前桥臂。其中电容支路、滞后桥臂和第一变压器原边绕组构成一个半桥拓扑结构；第二变压器的原边绕组、滞后桥臂与超前桥臂构成一个全桥拓扑结构。整流电路、滤波电路依次连接在第一变压器和第二变压器副边绕组之后；两路输出可形成两个独立的输出，也可以串联叠加形成总输出。该发明中的全桥部分以移相控制的方式提供大部分功率；滞后桥臂工作于固定的频率与脉宽，与之相连的第一变压器工作于半桥方式，提供小部分功率。通过合理设计第一变压器的激磁电感，可使其存储的能量足够对滞后桥臂实现零电压开通。两路输出串联叠加成总输出，由于半桥提供的功率只占总输出功率的小部分，因此通过调节全桥的相移，可以在一定范围内调节总输出电压。

该发明工作于固定开关频率，复用了全桥结构中的一个半桥，利用该半桥向负载侧传送一部分功率的同时实现了功率开关管全负载范围内的零电压开关。该发明的缺点是：半桥工作于固定频率与脉宽，因而其传送的功率是恒定的，该路输出电压事实上是不可控的。

名为“一种隔离型多路输出直流-直流变换器”，公开号1790887，公开日2006年6月21日的中国专利申请，是实现桥臂复用的另一个例子。该发明在全桥变换器的第一逆变桥臂中点与电源负端之间接有第一路输出电路，形成一个半桥拓扑结构；在第二逆变桥臂中点与电源负端之间接有第二路输出电路，形成另一个半桥拓扑结构；在第一逆变桥臂与第二逆变桥臂的中点之间接有第三路输出电路，形成一个全桥拓扑结构。该发明工作于固定开关频率，其中第一路输出电压依靠第一逆变桥臂的占空比调节；第二路输出电压依靠第二逆变桥臂的占空比调节；第三路输出依靠第一逆变桥臂与第二逆变桥臂之间的相移来调节。

该发明复用了全桥中的两个半桥，并且得到三路可精确调节的输出。该技术的缺点是：各路输出均处于不对称工作状态，变压器利用不充分；各输出之间互相影响，耦合严重；控制策略涉及占空比与移相之间的配合，实现困难。

发明内容

为了克服上述电路的缺点，本发明提供一种复用桥臂的双输出直流-直流变换器，该变换器可以得到两路输出，且各路输出均精确可调，还可以提高效率与功率密度，并具有简单的控制方式。

本发明提供的复用桥臂的双输出直流-直流变换器，包括第一、第二逆变桥臂及第一、第二输出电路；

所述第一、第二逆变桥臂中的功率开关管均带有反并联二极管，在第一逆变桥臂中，第一功率开关管S₁的漏极与电源正端相连；源极与第二功率开关管S₂的漏极相连；第二功率开关管S₂的源极与电源负端相连；第一功率开关管源极与第二功率开关管漏极之间的连结点作为第一逆变桥臂的中点A；上述的第二逆变桥臂中，第三功率开关管S₃的漏极与电源正端相连；源极与第四功率开关管S₄的漏极相连；第四功率开关管S₄的源极与电源负端相连；第三功率开关管S₃源极与第四功率开关管S₄漏极之间的连结点作为第二逆变桥臂的中点B；

第一路输出电路的第一、第二输入端分别与第一逆变桥臂中点A与第二逆变桥臂中点B连接；第二路输出电路的第一输入端与第二逆变桥臂中点B连接，第二路输出电路的第二输入端与电源负端连接；

第一路输出电路由隔直电容C_d、原边电感L_1g、第一隔离整流电路、第一滤波电路构成，其中隔直电容C_d一端与原边电感L_1g一端相连，原边电感L_1g另一端与第一隔离整流电路的一个输入端相连，隔直电容C_d另一端以及第一隔离整流电路另一输入端作为第一路输出电路的两个输入端，分别与第一逆变桥臂中点A及第二逆变桥臂的中点B相连；第一隔离整流电路的两输出端分别与第一滤波电路的两个输入端相连；第一滤波电路的两个输出端用于与负载相连；

第二路输出电路由谐振网络、第二隔离整流电路与第二滤波电路组成；其中谐振网络的两输入端作为第一路输出电路的第一、第二输入端，谐振网络的两端出端分别与第二隔离整流电路的两输入端相连；第二隔离整流电路的两输出端分别与第二滤波电路的两个输入端相连，第二滤波电路的两个输出端用于与负载相连。

通过本发明提出的电路结构，可达到如下效果：仅用一个全桥结构实现了两路可调节输出，且各路输出精确可调，互不影响；各功率开关管均可在大范围内实现零电压开通，从而减小了开关损耗，提高了效率与工作频率，有利于提高功率密度；在两路输出中，变压器均工作于对称状态，无偏磁电流，变压器利用充分；控制方式与传统移相全桥完全相同，控制电路易于实现。

附图说明

图1是本发明提供的双输出直流-直流变换器的一种结构示意图；

图2是本发明提供的双输出直流-直流变换器的另一种结构示意图；

图3.1、3.2是本发明中隔离整流电路的两种具体实现形式；

图4.1、4.2是本发明中滤波电路的两种具体实现形式；

图5.1-5.4是本发明中谐振网络的四种具体实现形式；

图6是本发明提供的双输出直流-直流变换器的一种具体实现形式；

图7是本发明提供的双输出直流-直流变换器的另一种具体实现形式；

图8是图7中所示直流-直流变换器工作时的脉冲时序以及主要电压和电流波形图。

具体实施方式

下面结合附图和实例对本发明作进一步详细的说明。

如图1所示，本发明的复用桥臂的全桥移相-半桥谐振双输出直流-直流变换器，包括第一逆变桥臂，第二逆变桥臂，在第一逆变桥臂中点A与第二逆变桥臂中点B之间接有第一路输出电路，在第二逆变桥臂中点B与电源负端之间接有第二路输出电路。

如图2所示，第二路输出电路也可以接在第二逆变桥臂中点B与由第一电容C1与第二电容C2串联组成的电容分压网络的中点M之间。

上述的第一、第二逆变桥臂中的功率开关管均带有反并联二极管。在第一逆变桥臂中，第一功率开关管S₁的漏极与电源正端相连；源极与第二功率开关管S₂的漏极相连；第二功率开关管S₂的源极与电源负端相连；第一功率开关管源极与第二功率开关管漏极之间的连结点作为第一逆变桥臂的中点A。上述的第二逆变桥臂中，第三功率开关管S₃的漏极与电源正端相连；源极与第四功率开关管S₄的漏极相连；第四功率开关管S₄的源极与电源负端相连；第三功率开关管S₃源极与第四功率开关管S₄漏极之间的连结点作为第二逆变桥臂的中点B。在第一、第二逆变桥臂中，并联于各功率开关管漏源极之间的电容可以是功率开关管自身的输出电容，也可以是额外并联于漏源极之间的电容。

上述的第一路输出电路由隔直电容C_d、原边电感L_1g、第一隔离整流电路、第一滤波电路组成。其中隔直电容C_d一端与原边电感L_1g一端相连，原边电感L_1g另一端与第一隔离整流电路的一个输入端相连，隔直电容C_d另一端以及第一隔离整流电路另一输入端分别与第一逆变桥臂中点A及第二逆变桥臂的中点B相连；第一隔离整流电路的两输出端分别与第一滤波电路的两个输入端相连；第一滤波电路的两个输出端与负载相连。图中的原边电感L_1g也可以是变压器T₁的漏感。

上述的第二路输出电路由谐振网络、第二隔离整流电路与第二滤波电路组成。其中谐振网络的两输入端分别与第二逆变桥臂中点B及电容分压网络中点M相连，或分别与第二逆变桥臂中点B及电源负端相连；谐振网络的两输出端分别与第二隔离整流电路的两输入端相连；第二隔离整流电路的两输出端分别与第二滤波电路的两个输入端相连，第二滤波电路的两个输出端与负载相连。

下面通过借助实施例更加详细地上述各部分的具体结构，但以下实施例仅是说明性的，本发明的保护范围并不受这些实施例的限制。

各隔离整流电路均由变压器与二极管整流桥组成。根据的整流桥形式的不同，可有如图3.1、3.2所示的两种具体实现形式：在图3.1的具体实现形式中，变压器T原边绕组n_p的两端作为隔离整流电路的两个输入端；变压器T副边绕组n_S的一端与第一整流二极管D₁的阳极及第二整流二极管D₂的阴极共接，变压器T副边绕组n_S的另一端与第三整流二极管D₃的阳极与第四整流二极管D₄的阴极相连；第一整流二极管D₁的阴极与第三整流二极管D₃的阴极相连，并作为该路隔离整流电路的一个输出端，第二整流二极管D₂的阳极与第四整流二极管D₄的阳极相连，并作为该路隔离整流电路的另一个输出端。在图3.2的具体实现形式中，变压器T原边绕组n_p的两端作为隔离整流电路的两个输入端；变压器T副边绕组n_S的两端分别与第一整流二极管D₁的阳极及第二整流二极管D₂的阳极相连，第一整流二极管D₁的阴极与第二整流二极管D₂的阴极相连，并作为该路隔离整流电路的一个输出端，变压器T副边绕组n_S的中心抽头引线作为该路隔离整流电路的另一个输出端。此外，图3.1、3.2中的整流二极管，或其中之一，也可以是同步整流管。

两路输出电路中的滤波电路可有两种具体实现形式。在图4.1所示的实现形式中，滤波电感L_f与滤波电容C_f串联构成LC滤波器，该串联支路的两侧作为滤波电路的两个输入端，第一滤波电容C_f的两端作为滤波电路的两个输出端，工作时与负载相连。在图4.2所示的实现形式中，仅用滤波电容C_f构成电容滤波器，滤波电容C_f的两端既是输入端也是输入端。

第二路输出电路中的谐振网络由电感元件与电容元件组成，并可有多种形式。在图5.1的实现形式一中，由第一谐振电容C_r、第一谐振电感L_r及第二谐振电感L_m串联成构成LLC串并联谐振网络，串联支路的两侧作为谐振网络的两个输入端，第二谐振电感L_m的两端作为谐振网络的输出端。在图5.2的实现形式二中，由第一谐振电容C_r、第一谐振电感L_r及第二谐振电容C_m串联构成LCC串并联谐振网络，串联支路的两侧作为谐振网络的两个输入端，第二谐振电容C_m的两端作为谐振网络的输出端。在图5.3的实现形式三中，由第一谐振电容C_r、第一谐振电感L_r串联构成LC串联谐振网络，串联支路的两侧分别作为谐振网络的一个输入端和一个输出端，而另一输入端与另一输出端直接相连。在图5.4的实现形式四中，由第一谐振电感L_r、第一谐振电容C_r串联构成LC并联谐振网络，串联支路的两侧分别作为谐振网络的两个输入端，第一谐振电容C_r的两端作为谐振网络的输出端。

根据选用的谐振网络的不同，第二滤波电路应选用合适的形式。具体来说，LLC串并联谐振网络、LCC串并联谐振网络、串联谐振网络选用电容滤波器；LCC串并联谐振网络、并联谐振网络选用LC滤波器。

本发明的复用桥臂双输出直流-直流变换器工作于可变频率，各逆变桥臂上下管之间的驱动信号均为带有死区时间的180°互补脉冲。第一逆变桥臂、第二逆变桥臂及第一路输出电路组成一个全桥变换器，其输出电压依靠全桥的相移进行调节，由于第一路输出电路中变压器的原边电感L_1g很小，由于开关频率变化引起的副边有效占空比的变化可以忽略不计，因此频率的变化不会对第一路输出产生影响。第二逆变桥臂、第二路输出电路及分压网络组成半桥谐振变换器，其输出电压利用频率来控制。由于第二逆变桥臂中的开关管驱动脉冲恒为180°互补脉冲，因此两个桥臂之间的相移不会对第二路输出电压产生影响。因此，通过两个独立的闭环控制器分别控制相移与频率，就可以精确调节两路输出电压。

第一逆变桥臂作为移相控制中的超前桥臂，因此桥臂中的各功率开关管均易于实现零电压开通；第二逆变桥臂作为移相控制中的滞后桥臂及半桥谐振变换器的复用桥臂，实现零电压开通所需的能量由第一路输出电路与第二路输出电路共同提供，因此也易于实现零电压开通。

图6是上述原理框图1的一种具体实现，其中第一、第二隔离整流电路采用图3.1中的形式，第一滤波电路采用电容滤波器，第二滤波电路采用LC滤波器，谐振网络采用LC并联谐振形式。

图7是上述原理框图2的一种具体实现，其中第一隔离整流电路采用图3.1中的形式，第二隔离整流电路采用图3.2中的形式，第一滤波电路采用LC滤波器，第二滤波电路采用电容滤波器，谐振网络采用LLC串并联谐振形式。

为了充分描述本发明的各种工作状态，现以图7的电路形式与图8的时序及主要电流电压波形图进行说明。由于在一个工作周期内，一组时间上相邻的逆变桥臂的开关过程与另一组时间上相邻的逆变桥臂的开关过程基本类似，因此在此只分析半个工作周期，另外半个工作周期可作类似分析。在半个工作周期内，变换器的主要工作过程如下：

阶段1(t₀-t₁)：

在此阶段，第一逆变桥臂的上侧功率开关管S₁及第二逆变桥臂的下侧功率开关管S₄导通，因此两桥臂中点AB之间的电压V_AB等于电源电压。第一路输出电路的整流二极管D₁₁、D₁₄导通。功率从变压器T₁原边向副边传送。第一路输出的原边侧电流i_p1以及输出侧的滤波电感电流i_Lo1均线性上升。与此同时，第二逆变桥臂中点与电源负端之间的电压V_AB等于零。变压器T₂原边侧电压为上负下正，副边整流二极管D₂₂导通，串联谐振电容C_r与串联谐振电感L_r谐振，功率从变压器T₂原边向副边传送，第二路输出电路的原边侧电流i_p2及输出侧的电流i₂均以正弦态增加。

阶段2(t₁-t₂)：

在t₁时刻，功率开关管S₁关断。第一路输出的原边侧电流i_p1开始对功率开关管S₁的输出电容充电，并对功率开关管S₂输出电容放电。在t₂时刻前，功率开关管S₂的输出电容已被放电至零，原边电流i_p1开始流过功率开关管S₂的反并联二极管，为功率开关管S₂的零电压开通创造了条件。在此阶段，由于第二逆变桥臂的下侧开关管S₄仍然导通，因此半桥谐振变换器的工作状态不受影响。

阶段3(t₂-t₃)：

在t₂时刻，功率开关管S₂开通。由于功率开关管S₂开通前，其两侧电压已为零，因此功率开关管S₂是零电压开通。此后滤波电感L_f1上的电流i_Lf1映射到原边，并通过功率开关管S₄及功率开关管S₂的反并联二极管形成环流，且线性减小。

与此同时，由于功率开关管S4仍然导通，因此串联谐振电容Cr与串联谐振电感L_r继续谐振，原边侧电流i_p2及输出侧的电流i₂均以正弦态变化。在t₃时刻，当原边侧电流i_p2谐振至与流过并联谐振电感L_m的电流相等时，整流二极管D₂₂自然截止。

阶段4(t₃-t₄)：

在t₃时刻，由于整流二极管D₂₂已自然截止，因此第二路输出相当于与变压器T₂断开。因此，串联谐振电感L_r与并联谐振电感L_m串联后与串联谐振电容C_r进行谐振。由于并联谐振电感L_m通常远大于串联谐振电感L_r，因此可近似认为原边电流i_p2基本不变。

同时，在此阶段，第一路输出的原边电流i_p1继续过功率开关管S₄及功率开关管S₂的反并联二极管形成环流并线性减小。

阶段5(t₄-t₅)：

在t₄时刻，功率开关管S₄关断。第一路输出的原边电流i_p1与第二路输出的原边侧电流i_p2开始对功率开关管S₄的输出电容充电，并对功率开关管S₃输出电容放电。在t₅时刻前，功率开关管S₃的输出电容已被放电至零，原边电流i_p1和i_p2开始流过功率开关管S₃的反并联二极管，为功率开关管S₂₂的零电压开通创造了条件。由于实现零电压开通所需的能量由第一路与第二路输出的电感共同提供，因此易于实现零电压开通。

在t₅时刻，功率开关管S₃开通。由于功率开关管S₃开通前，其两侧电压已为零，因此功率开关管S₃是零电压开通。此后第一逆变桥臂中点A与第二逆变桥臂中点B间的电压变为负的电源电压，而第二逆变桥臂中点B与电源负端之间的电压等于电源电压，两路输出开始进入另外对称半个周期，分析基本类似。

以上所述为本发明的较佳实施例而已，但本发明不应该局限于该实施例和附图所公开的内容。所以凡是不脱离本发明所公开的精神下完成的等效或修改，都落入本发明保护的范围。

Claims (10)

1、一种复用桥臂的双输出直流-直流变换器，其特征在于：它包括第一、第二逆变桥臂及第一、第二输出电路；

所述第一、第二逆变桥臂中的功率开关管均带有反并联二极管，在第一逆变桥臂中，第一功率开关管(S₁)的漏极与电源正端相连；源极与第二功率开关管(S₂)的漏极相连；第二功率开关管(S₂)的源极与电源负端相连；第一功率开关管源极与第二功率开关管漏极之间的连结点作为第一逆变桥臂的中点(A)；上述的第二逆变桥臂中，第三功率开关管(S₃)的漏极与电源正端相连；源极与第四功率开关管(S₄)的漏极相连；第四功率开关管(S₄)的源极与电源负端相连；第三功率开关管(S₃)源极与第四功率开关管(S₄)漏极之间的连结点作为第二逆变桥臂的中点(B)；

第一路输出电路的第一、第二输入端分别与第一逆变桥臂中点(A)与第二逆变桥臂中点(B)连接；第二路输出电路的第一输入端与第二逆变桥臂中点(B)连接，第二路输出电路的第二输入端与电源负端连接；

第一路输出电路由隔直电容(C_d)、原边电感(L_1g)、第一隔离整流电路、第一滤波电路构成，其中隔直电容(C_d)一端与原边电感(L_1g)一端相连，原边电感(L_1g)另一端与第一隔离整流电路的一个输入端相连，隔直电容(C_d)另一端以及第一隔离整流电路另一输入端作为第一路输出电路的两个输入端，分别与第一逆变桥臂中点(A)及第二逆变桥臂的中点(B)相连；第一隔离整流电路的两输出端分别与第一滤波电路的两个输入端相连；第一滤波电路的两个输出端用于与负载相连；

第二路输出电路由谐振网络、第二隔离整流电路与第二滤波电路组成；其中谐振网络的两输入端作为第一路输出电路的第一、第二输入端，谐振网络的两端出端分别与第二隔离整流电路的两输入端相连；第二隔离整流电路的两输出端分别与第二滤波电路的两个输入端相连，第二滤波电路的两个输出端用于与负载相连。

2、根据权利要求1所述的双输出直流-直流变换器，其特征在于：所述第二路输出电路的第二输入端仅与由第一电容(C₁)与第二电容(C₂)串联组成的电容分压网络的中点(M)连接，且电容分压网络并联在电源正、负端之间。

3、根据权利要求1或2所述的双输出直流-直流变换器，其特征在于：第一、第二隔离整流电路均由变压器与二极管整流桥组成；变压器(T)原边绕组(n_p)的两端作为隔离整流电路的两个输入端；变压器(T)副边绕组(n_S)的一端与第一整流二极管(D₁)的阳极及第二整流二极管(D₂)的阴极共接，变压器(T)副边绕组(n_S)的另一端与第三整流二极管(D₃)的阳极与第四整流二极管(D₄)的阴极相连；第一整流二极管(D₁)的阴极与第三整流二极管(D₃)的阴极相连，并作为该隔离整流电路的一个输出端，第二整流二极管(D₂)的阳极与第四整流二极管(D₃)的阳极相连，并作为该隔离整流电路的另一个输出端。

4、根据权利要求1或2所述的双输出直流-直流变换器，其特征在于：第一、第二隔离整流电路均由变压器与二极管整流桥组成；变压器(T)原边绕组(n_p)的两端作为隔离整流电路的两个输入端；变压器(T)副边绕组n_(S的两端分别与第一整流二极管(D₁)的阳极及第二整流二极管(D₂)的阳极相连，第一整流二极管(D₁)的阴极与第二整流二极管(D₂)的阴极相连，并作为该隔离整流电路的一个输出端，变压器(T)副边绕组(n_S)的中心抽头引线作为该隔离整流电路的另一个输出端。

5、根据权利要求1或2所述的双输出直流-直流变换器，其特征在于：第一、第二滤波电路圴为由滤波电感(L_f)与滤波电容(C_f)构成串联支路，该串联支路的两侧作为滤波电路的两个输入端，第一滤波电容(C_f)的两端作为滤波电路的两个输出端，工作时与负载相连。

6、根据权利要求1或2所述的双输出直流-直流变换器，其特征在于：第一、第二滤波电路圴为由滤波电容(C_f)构成电容滤波器，滤波电容(C_f)的两端既是输入端也是输入端。

7、根据权利要求1或2所述的双输出直流-直流变换器，其特征在于：第二路输出电路中的谐振网络由第一谐振电容(C_r)、第一谐振电感(L_r)及第二谐振电感(L_m)串联构成串联支路，该串联支路的两侧作为谐振网络的两个输入端，第二谐振电感(L_m)的两端作为谐振网络的输出端。

8、根据权利要求1或2所述的双输出直流-直流变换器，其特征在于：第二路输出电路中的谐振网络由第一谐振电容(C_r)、第一谐振电感(L_r)及第二谐振电容(C_m)串联构成串联支路，该串联支路的两侧作为谐振网络的两个输入端，第二谐振电容(C_m)的两端作为谐振网络的输出端。

9、根据权利要求1或2所述的双输出直流-直流变换器，其特征在于：第二路输出电路中的谐振网络由第一谐振电容(C_r)、第一谐振电感(L_r)串联构成串联支路，该串联支路的两侧分别作为谐振网络的一个输入端和一个输出端，而另一输入端与另一输出端直接相连。

10、根据权利要求1或2所述的双输出直流-直流变换器，其特征在于：第二路输出电路中的谐振网络由第一谐振电感(L_r)、第一谐振电容(C_r)串联构成串联支路，该串联支路的两侧分别作为谐振网络的两个输入端，第一谐振电容(C_r)的两端作为谐振网络的输出端。

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