CN113992013B - 一种电流源直流变换器及控制方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种电流源直流变换器及其控制方法，控制器包括双电感逆变电路、谐振腔电路、整流电路以及滤波电路四部分，双电感逆变电路连接输入电流源两端，滤波电路的两端连接负载。本发明的双电感逆变电路可将恒流源输入转化为方波电流，输入侧无需支撑电容，输入电压不会发散；谐振腔电路为电流源输入结构，通过开关频率与谐振频率间的关系实现开关模块的软开通和软关断，提升整个变换器的变换效率；开关模块为共地结构，驱动信号无需经过隔离；在负载侧开路和短路的情况下电路都能正常运行，且开路电压可以调节，提升了变换器的可靠性；控制方式采用调频控制加上移相控制的方式，拓宽了整个变换器的调节范围。

Description

一种电流源直流变换器及控制方法

技术领域

本发明涉及电力电子技术技术领域，尤其涉及一种电流源直流变 换器及控制方法。

背景技术

海底直流供电系统有恒压源供电和恒流源供电两种类型，与恒压 源供电相比，恒流源供电能抵消供电电缆中线路阻抗压降的影响，同 时允许串联输入系统中其他模块短路，具有较高的鲁棒性，因此成为 海底直流供电系统的首选方式。但海底用电设备主要为恒压供电，因 此恒流输电与恒压用电设备之间的直流变换器是海底恒流供电系统 的关键设备之一。与恒压源相比，恒流源的获取要难得多，因此目前 常见的直流变换器还是基于恒压源输入的。基于恒压源的直流变换器 直接应用于恒流源系统中时，变换器的输入电压取决于负载以及变换 器的控制算法，特别是当负载为空载时，如果变换器控制不当，变换器的输入电容上电压会发散，使系统的可靠性降低，同时也会增加控 制系统的复杂度。

专利CN101902129B提供了一种电流型多谐振直流变换器，包括 依次串联的方波电流源发生器、多谐振网络、整流滤波输出单元，其 特征在于，所述多谐振网络包含变压器、并联谐振电感、并联谐振电 容和串联谐振电感，所述串联谐振电感连接在变压器原边；所述整流 滤波输出单元包含二极管整流电路和并联在二极管整流电路输出端 的滤波电容。

对于电流源输入的变换器而言，若输入直流侧存在支撑电容，则 支撑电容上的电压取决于负载以及控制算法，若变换器在开环的控制 方式下空载，则电流源的电流会全部流向支撑电容，使得支撑电容电 压发散。因此对于需要高可靠性的海底供电系统而言，直流侧存在支 撑电容的直流变换器会给供电系统带来安全隐患。其方波电流源发生 器由两个电感与开关模块组成，变换器借助串入谐振腔的电感实现软 开关，因而开关模块只能实现软关断(ZCS)，无法实现软开通(ZVS)。

发明内容

本发明的目的在于针对现有技术不足，提供一类电流源谐振式软 开关宽范围直流变换器及其控制方法。

为了实现本发明的目的，本发明采取的技术方案为：

一种电流源直流变换器，包括双电感逆变电路，双电感逆变电路 依次串联有谐振腔电路、整流电路和滤波电路，双电感逆变电路输入 端电性连接有输入电流源，滤波电路电性连接有负载电阻；所述双电 感逆变电路包括第一电感，第一电感一端电性连接有输入电流源正极 和第二电感，第一电感另一端电性连接有谐振腔电路和第一开关模 块，第一开关模块电性连接有输入电流源负极和第二开关模块，第二 开关模块电性连接有谐振腔电路和第二电感。

进一步的，所述谐振腔电路包括谐振变换器，谐振变换器电性连 接双电感逆变电路输出端和整流电路输入端。

进一步的，所述谐振变换器为电流源并联谐振变换器、电流源LC 谐振变换器、电流源CCL谐振变换器或电流源LCL谐振变换器。

进一步的，所述电流源并联谐振变换器包括与双电感逆变电路并 联的第三电感，第三电感并联第一电容，第一电容并联整流电路；所 述电流源LC谐振变换器包括与双电感逆变电路并联的第二电容，第 二电容串联第四电感，第四电感串联整流电路；所述电流源CCL谐振 变换器包括与双电感逆变电路并联的第五电感，第五电感并联有第三 电容，第三电容串联有第四电容，第四电容串联整流电路；所述电流 源LCL谐振变换器包括与双电感逆变电路并联的第六电感，第六电感 并联有第五电容，第五电容串联有第七电感，第七电感串联有整流电 路。

进一步的，所述整流电路为全桥整流电路或全波整流电路；所述 滤波电路为LC滤波电路。

进一步的，所述全桥整流电路包括第一变压器，第一变压器第一 引脚和第二引脚电性连接谐振腔电路，第一变压器第三引脚电性连接 第二二极管阳极和第四二极管阴极，第一变压器第四引脚电性连接第 一二极管阳极和第三二极管阴极，第二二极管阴极电性连接第一二极 管阴极和滤波电路一端，第四二极管阳极电性连接第三二极管阳极和 滤波电路另一端；所诉全波整流电路包括第二变压器，第二变压器第 一引脚和第二引脚电性连接谐振腔电路，第二变压器第三引脚电性连 接第六二极管阳极，第二变压器第四引脚电性连接滤波电路一端，第 二变压器第五引脚电性连接第五二极管阳极，第五二极管阴极电性连 接第六二极管阴极和滤波电路另一端；所述LC滤波电路包括第八电 感，第八电感一端电性连接整流电路一端，第八电感另一端电性连接 第六电容一端，第六电容另一端电性连接整流电路另一端，第六电容 并联有负载电阻。

进一步的，所述整流电路为倍流整流电路；所述滤波电路为单电 容滤波电路。

进一步的，所述倍流整流电路包括第一变压器，第一变压器第一 引脚和第二引脚电性连接谐振腔电路，第一变压器第三引脚电性连接 第八二极管阴极和第九电感一端，第一变压器第四引脚电性连接第七 二极管阴极和第十电感一端，第十电感另一端电性连接第九电感和滤 波电路一端，第七二极管阳极电性连接第八二极管阳极和滤波电路另 一端；所述单电容滤波电路包括第七电容，第七电容一端电性连接整 流电路一端，第七电容另一端电性连接整流电路另一端，第七电容并 联有负载电阻。

进一步的，所述开关模块为IGBT管电路、MOSFET管电路、IGCT 管电路或GTO管电路。

一种电流源直流变换器的控制方法：

步骤一：确定开关模块最高和最低开关频率；

步骤二：采集输出电压与设定电压比较，并计算差值；

步骤三：将差值传至PI模块；

步骤四：PI模块将输入的差值分为两路，一路直接乘以比例5.3， 另一路先进行积分再成另一比例2.1，将两路相加后乘以额定频率即 可计算出开关频率；

步骤五：对计算出的开关频率进行判断：如果计算出的开关频率 在最高开关频率与最低开关频率之间，则直接采用该频率控制开关模 块，如果计算出的开关频率不处于最高开关频率与最低开关频率之 间，则进入下一步；

步骤六：若计算出的开关频率高于最高开关频率则将开关频率设 定为最高频率后，用移相控制的方式控制输出电压；若计算出的开关 频率低于最低开关频率则将开关频率设定为最低频率后，用移相控制 的方式控制输出电压。

与现有技术相比，本发明的优点在于：

1、常规恒流源输入变换器需要在逆变桥之前加入支撑电容以产 生直流电压，再运用逆变桥对直流电压逆变产生方波电压，而本发明 直接运用逆变桥对恒流源逆变产生方波电流，因而变换器的输入端不 需要支撑电容，没有输入电容电压发散隐患。

2、逆变桥采用双电感半桥结构，可以减小开关模块数目，提高 变换器的可靠性，并且开关模块为共地连接，驱动电路设计方便。

3、变换器的双电感逆变电路由两个电感、两个二极管和两个开关 模块组成，变换器借助二极管能在谐振腔电路呈现容性的情况下实现 开关模块的软关断(ZCS)，而在谐振腔电路呈现感性的情况下实现开关 模块的软开通(ZVS)。可以控制开关频率使谐振腔呈现容性或感性。当 谐振腔呈现容性时，电流相位超前电压相位，即在开关模块开通时， 通过谐振腔自然换流到另一个开关模块，开关模块实现软关断。当谐 振腔呈现感性，电流相位滞后于电压相位，即在开关模块将要开通时， 开关模块相串联的二极管承受反向电压，开关模块两端电压为零，开 关模块实现软开通。软开通和软关断是降低变换器开关损耗，提高变 换器效率的方式；并且软开关的实现能够使变换器工作在更高的频率， 减小电感变压器等无源器件的体积，进而减小整个变换器的体积；再 者软开关的实现能够提升变换器的电磁兼容性，提高变换器整体的可 靠性。

4、由于变换器输入侧接的是恒流源，恒流源两端允许直接短路， 因而变换器允许负载短路；而当负载开路时，虽然谐振变换器的负载 支路不会流过电流，但电流可以通过谐振网络的电容电感流回电源负 极，因而变换器也允许负载开路，因此在负载侧开路和短路的情况下 电路都能正常运行。并且可以通过改变开关频率调节谐振变换器阻抗 的形式调节开路电压，提升整个变换器可靠性。

5、变换器采用变频与移相控制相结合的方式控制输出电压，能 够有效拓宽变换器输出电压调节范围，同时减小开关频率变换范围， 更有利于磁性元件设计。

附图说明

图1为本发明拓扑整体结构图；

图2为本发明拓扑结构中的双电感逆变电路；

图3(a)为电流源并联谐振电路；

图3(b)为电流源LC谐振电路；

图3(c)为电流源CCL谐振电路；

图3(d)为电流源LCL谐振电路；

图4(a)为全桥整流与LC滤波电路；

图4(b)为全波整流与LC滤波电路；

图4(c)为倍流整流与单电容滤波电路；

图5为本发明拖布结构的控制框图；

图6为是本发明拓扑结构中，在给定参数情况下负载为60Ω时， 电路波形以及软开关实现情况的仿真波形图；

图7为本发明拓扑结构中，在给定参数情况下负载为80Ω时，电 路波形以及软开关实现情况的仿真波形图；

图8为是本发明拓扑结构中，在给定参数情况下负载为120Ω时， 电路波形以及软开关实现情况的仿真波形图；

其中：R_L为负载电阻，L_in1为第一电感，L_in2为第二电感，L3第 三电感，L4为第四电感，L5为第五电感，L6为第六电感，L7为第 七电感，L8为第八电感，L9为第九电感，L10为第十电感，C1为第 一电容，C2为第二电容，C3为第三电容，C4为第四电容，C5为第 五电容，C6为第六电容，C7为第七电容，S1为第一开关模块，S2 为第二开关模块，D1为第一二极管，D2为第二二极管，D3为第三 二极管，D4为第四二极管，D5为第五二极管，D6为第六二极管， D7为第七二极管，D8为第八二极管，T1为第一变压器，T2为第二 变压器。

具体实施方式

为更进一步阐述本发明为达成预定目的所采用的技术手段及功 效，以下结合附图，对依据本发明提出的一种电流源直流变换器及控 制方法，详细说明如下：

本发明提出一类电流源谐振式软开关宽范围直流变换器。如图1 所示，其包括：双电感逆变电路、谐振腔电路、整流电路以及滤波电 路四部分，其中，双电感逆变电路连接输入电流源两端，滤波电路的 两端连接负载。本发明特别之处在于采用方波电流进行电能变换，谐 振网络为电流源输入的一类拓扑，可以利用谐振网络实现开关器件的 软开关。整流以及滤波电路可以采用全桥或全波整流加上LC滤波， 也可以采用倍流整流加上单电容滤波。变换器采用变频加移相的控制 方式，拓宽了电路增益调节范围。

图1所示的双电感逆变电路结构如图2所示。所述双电感逆变电 路由两个桥臂组成，每个桥臂有上到下依次为电感和开关模块，两个 开关模块为共地连接，每个桥臂的中点处引出线连接谐振网络的输 入。所述开关模块可以是IGBT、MOSFET、IGCT或GTO。双电感逆变电路开关模块的占空比大于50％，且两个开关模块不可同时关 断。当开关模块开通时，开关模块所在桥臂的电流会通过开关模块流 回电源，当开关模块关闭时，桥臂上的电流会流入谐振网络。通过不 断开通关断两个开关模块，即可为谐振网络提供方波电流。

图1所示的谐振腔网络如图3(a)—(d)所示，其包括电感并 电容再并负载的电流源并联谐振变换器，拓扑结构如图3(a)所示；负 载串联电感后与电容并联的电流源LC谐振变换器，拓扑结构如图3(b) 所示；负载串联电容后分别与电容电感并联的电流源CCL谐振变换 器，拓扑结构如图3(c)所示；负载串联电感后分别并联电容和电感的 电流源CLL谐振变换器，拓扑结构如图3(d)所示。

图1所示的整流电路和滤波电路如图4(a)—(c)所示，其中 图4(a)为全桥整流电路与LC滤波电路，图4(b)为全波整流电路与LC 滤波电路，图4(c)为二倍流整流电路与单电容滤波电路。如果需要更 大的输出电流，可以将图4(c)中的二倍流整流电路换为更高阶的倍流 整流电路，也在本专利保护范围内。

图1所示变换器的控制方法如图5所示，实现细节为：根据变压 器及电感等元器件的特性确定开关模块的最高和最低开关频率，首先 变换器采集输出电压与设定电压做差值，之后将差值传至PI模块， 根据PI模块输出值计算开关频率，若计算出的开关频率在最高开关 频率与最低开关频率之间，直接采用该频率控制开关模块，反之，则 先将开关频率设定为最高或最低频率，之后再换用移相控制的方式控 制输出电压，实现宽范围的调节。

图6—8为电流源CCL谐振式直流变换器在不同负载下的仿真波 形图，仿真参数设计如下：输入电流I_in＝1A，并联谐振电感L_p＝ 203μH，并联谐振电容C_p＝12.5nF，串联谐振电容C_r＝25nF，串联谐 振电感L_r＝30μH，高频变压器变比为1:1，输出滤波电容C_o＝220μF，输出滤波电感L_o＝3mH，开关频率为90kHz。

在图6—8中，负载分别为R＝60Ω、R＝80Ω和R＝120Ω，V_G1和V_G2代表开关模块Q₁和Q₁的驱动波形，V_Cr和V_Cp分别代表串联谐 振电容C_r和并联谐振电容C_p两端电压的波形，i_Cr为流过串联谐振电 容C_r的电流波形，i_Lp和i_Lr为流过串联谐振电感L_r和并联谐振电感 L_p的电流波形，V_Q1和i_Q1表示开关模块上承压与流过开关模块的电 流。由此电压电流波形图可以看到其电路通过谐振网络实现了全谐 振，并且由开关器件的承压与流过电流波形可以看到在几种负载条件 下开关器件均实现了软关断。

以上所述，仅是本发明的较佳实施例而已，并非对本发明做任何 形式上的限制，任何熟悉本专业的技术人员，在不脱离本发明技术方 案范围内，依据本发明的技术实质对以上实施例所做的任何简单修 改、等同变化与修饰，均仍属于本发明技术方案的范围内。

Claims (3)

1.一种电流源直流变换器，包括双电感逆变电路，其特征在于：双电感逆变电路依次串联有谐振腔电路、整流电路和滤波电路，双电感逆变电路输入端电性连接有输入电流源，滤波电路电性连接有负载电阻；所述双电感逆变电路包括第一电感，第一电感一端电性连接有输入电流源正极和第二电感，第一电感另一端电性连接有谐振腔电路和第一开关模块，第一开关模块电性连接有输入电流源负极和第二开关模块，第二开关模块电性连接有谐振腔电路和第二电感；

所述谐振腔电路包括谐振变换器，谐振变换器电性连接双电感逆变电路输出端和整流电路输入端；所述谐振变换器为电流源并联谐振变换器、电流源LC谐振变换器、电流源CCL谐振变换器或电流源LCL谐振变换器；所述电流源并联谐振变换器包括与双电感逆变电路并联的第三电感，第三电感并联第一电容，第一电容并联整流电路；所述电流源LC谐振变换器包括与双电感逆变电路并联的第二电容，第二电容串联第四电感，第四电感串联整流电路；所述电流源CCL谐振变换器包括与双电感逆变电路并联的第五电感，第五电感并联有第三电容，第三电容串联有第四电容，第四电容串联整流电路；所述电流源LCL谐振变换器包括与双电感逆变电路并联的第六电感，第六电感并联有第五电容，第五电容串联有第七电感，第七电感串联有整流电路；

所述整流电路为全桥整流电路或全波整流电路；所述滤波电路为LC滤波电路；所述全桥整流电路包括第一变压器，第一变压器第一引脚和第二引脚电性连接谐振腔电路，第一变压器第三引脚电性连接第二二极管阳极和第四二极管阴极，第一变压器第四引脚电性连接第一二极管阳极和第三二极管阴极，第二二极管阴极电性连接第一二极管阴极和滤波电路一端，第四二极管阳极电性连接第三二极管阳极和滤波电路另一端；所诉全波整流电路包括第二变压器，第二变压器第一引脚和第二引脚电性连接谐振腔电路，第二变压器第三引脚电性连接第六二极管阳极，第二变压器第四引脚电性连接滤波电路一端，第二变压器第五引脚电性连接第五二极管阳极，第五二极管阴极电性连接第六二极管阴极和滤波电路另一端；所述LC滤波电路包括第八电感，第八电感一端电性连接整流电路一端，第八电感另一端电性连接第六电容一端，第六电容另一端电性连接整流电路另一端，第六电容并联有负载电阻；

所述整流电路为倍流整流电路；所述滤波电路为单电容滤波电路；所述倍流整流电路包括第一变压器，第一变压器第一引脚和第二引脚电性连接谐振腔电路，第一变压器第三引脚电性连接第八二极管阴极和第九电感一端，第一变压器第四引脚电性连接第七二极管阴极和第十电感一端，第十电感另一端电性连接第九电感和滤波电路一端，第七二极管阳极电性连接第八二极管阳极和滤波电路另一端；所述单电容滤波电路包括第七电容，第七电容一端电性连接整流电路一端，第七电容另一端电性连接整流电路另一端，第七电容并联有负载电阻。

2.如权利要求1所述的一种电流源直流变换器，其特征在于：所述开关模块为IGBT管电路、MOSFET管电路、IGCT管电路或GTO管电路。

3.如权利要求1-2任一所述的一种电流源直流变换器，其控制方法如下：

步骤一：确定开关模块最高和最低开关频率；

步骤二：采集输出电压与设定电压比较，并计算差值；

步骤三：将差值传至PI模块；

步骤四：PI模块将输入的差值分为两路，一路直接乘以比例5.3，另一路先进行积分再乘以另一比例2.1，将两路相加后乘以额定频率即可计算出开关频率；

步骤五：对计算出的开关频率进行判断：如果计算出的开关频率在最高开关频率与最低开关频率之间，则直接采用该频率控制开关模块，如果计算出的开关频率不处于最高开关频率与最低开关频率之间，则进入下一步；

步骤六：若计算出的开关频率高于最高开关频率则将开关频率设定为最高频率后，用移相控制的方式控制输出电压；若计算出的开关频率低于最低开关频率则将开关频率设定为最低频率后，用移相控制的方式控制输出电压。