CN108566091A - Dc/dc变换器及其控制方法 - Google Patents

Dc/dc变换器及其控制方法 Download PDF

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Abstract

本发明涉及一种DC/DC变换器及其控制方法，所述DC/DC变换器包括BUCK输入级降压电路、FB_ZVZCS移相全桥DC/DC隔离变换电路和由整流二极管组成的整流桥电路，所述BUCK输入级降压电路的输入端连接输入电压，所述BUCK输入级降压电路的输出端与所述FB_ZVZCS移相全桥DC/DC隔离变换电路的输入端连接，所述FB_ZVZCS移相全桥DC/DC隔离变换电路的输出端与变压器的原边连接，所述变压器的副边与所述整流桥电路的输入端连接，所述整流桥电路的输出连接负载。本发明输入电压范围宽、系统效率高以及更能适应多变的工况，且功耗低，采用整体控制以及同步分段软启动的控制方式，将两级拓扑电路作为一个整体进行控制，稳定性和可靠性高。

Description

DC/DC变换器及其控制方法
技术领域
本发明属于电力电子技术领域，涉及开关电源，具体地说，涉及一种DC/DC变换器及其控制方法。
背景技术
新型高效软开关技术和自适应控制算法是解决隔离型DC/DC高频化、大功率、宽电压输入输出、复杂环境高度适应性的重要途径。
参见图1，传统的硬开关隔离型DC/DC变换器包括H桥、隔离变压器和副边整流器，该DC/DC变换器的拓扑结构简单，控制方式采用移相控制等多种控制方法。但现有的硬开关隔离型DC/DC变换器存在以下缺点：
(1)开关器件在开通关断时，电压电流的交叠面积大，开关损耗较大，尤其在高频大功率工作场合给散热系统的设计造成困难。
(2)原边网压波动大，在变压器变比固定的情况下，变换器输出电压范围较窄。
(3)由于网压和负载波动大，变压器正负半周波形瞬时不对称，变压器容易发生单向饱和。
(4)在高压输入情况下，副边整流二极管承受的电压较大，电力电子器件的电压利用率受到限制。
参见图2a-2b，在传统硬开关拓扑结构的基础上，改进的软开关DC/DC变换器通过在副边设计由二极管和电容组成的辅助电路实现H桥器件的ZVZCS(零电压零电流开关)，即实现开关器件的软开关问题。但仍存在以下缺点：
(1)辅助电路设计有负载，增加了系统的故障风险。
(2)采用副边由开关器件构成谐振的软开关，增加了副边整流器件的电压应力，峰值最大可达2倍，控制复杂。
(3)由于输入级拓扑结构的限制，该拓扑结构依旧存在电压范围大、负载波动大造成的各种问题。
此外，现有DC/DC变换器的拓扑机构还存在：
(1)采用单一参数的被动控制算法，通用性差，不能适应复杂多变的工况。
(2)DC/DC串级拓扑的控制存在响应慢、稳定性差等缺点。
发明内容
本发明针对现有技术存在的上述问题，提供了一种自适应、低功耗、高功率密度、宽电压工作范围的DC/DC变换器及其控制方法。
为了达到上述目的，本发明提供了一种DC/DC变换器，包括BUCK输入级降压电路、FB_ZVZCS移相全桥DC/DC隔离变换电路和由整流二极管组成的整流桥电路，所述BUCK输入级降压电路的输入端连接输入电压，所述BUCK输入级降压电路的输出端与所述FB_ZVZCS移相全桥DC/DC隔离变换电路的输入端连接，所述FB_ZVZCS移相全桥DC/DC隔离变换电路的输出端与变压器的原边连接，所述变压器的副边与所述整流桥电路的输入端连接，所述整流桥电路的输出连接负载。
优选的，所述整流桥电路为由两个参数完全相同的桥式电路串联组成，所述变压器设有两个完全相同的副边，第一桥式电路的输入端连接所述变压器的第一副边，第二桥式电路的输入端连接所述变压器的第二副边。
优选的，所述BUCK输入级降压电路为由IGBT Q0、续流二极管D0、储能电抗器L1和滤波电容FC1组成的串并联电路。
优选的，所述FB_ZVZCS移相全桥DC/DC隔离变换电路为由4个带续流二极管的IGBT组成的串并联电路，第一IGBT Q1和第三IGBT Q3组成超前臂，第二IGBT Q2和第四IGBT Q4组成滞后臂；所述第一IGBT Q1的C端和E端之间并联电容Ce1，所述第三IGBT Q3的C端和E端之间并联电容Ce2；所述变压器的原边一端连接于第一IGBT Q1和第三IGBT Q3之间，另一端连接于第二IGBT Q2和第四IGBT Q4之间。
为了达到上述目的，本发明另提供了一种DC/DC变换器的控制方法，含有以下步骤：
BUCK-DC/DC变换器同步软启动
启动时间包括t0-t5时刻；t0-t1时刻，BUCK输入级降压电路启动输出，此时DC/DC变换器的支撑电容低，FB_ZVZCS移相全桥DC/DC隔离变换电路的PWM占空比为10％，远离变压器的原边电流周期谐振所达到的峰值时间，变压器的原边冲击电流小；t1-t2时刻，BUCK输入级降压电路的输出维持平稳的FB_ZVZCS移相全桥DC/DC隔离变换电路的PWM占空比逐渐变宽为30％，仍小于变压器的原边电流周期谐振所达到的峰值时间，变压器的原边冲击电流小；t2-t3、t3-t4、t4-t5时刻重复之前的步骤；t5时刻，FB_ZVZCS移相全桥DC/DC隔离变换电路的PWM占空比稳定在80％，整流二极管承受的最大电压仅为nVs的60％，其中，n表示变压器变比，Vs为BUCK输入级降压电路的输出电压，输出电压达到目标值；
串联整体控制
FB_ZVZCS移相全桥DC/DC隔离变换电路的PWM占空比固定在80％，以DC/DC变换器的输出电压作为被控量，通过调节BUCK输入级降压电路的占空比调节DC/DC变换器的输出电压，BUCK输入级降压电路的输出电压只做峰值限压，整流二极管承受的最大电压仅为nVs的60％。
优选的，步骤(2)中，通过自适应模糊PI控制调节BUCK输入级降压电路的占空比调节输出电压，采用参数可变的模块PI控制器，其具体方法为：将DC/DC变换器的输出电压偏差e(k)和偏差微分进行模糊化处理，通过隶属度函数进行控制调节模式，并根据模糊规则调节KP和KI，通过KP和KI调节BUCK输入级降压电路的占空比。
与现有技术相比，本发明的优点和积极效果在于：
(1)本发明提供的DC/DC变换器，包括两级拓扑结构，即BUCK-FB_ZVZCS结构。第一级为BUCK输入级降压电路，本级作为电网与后级电路的缓冲电路，将波动较大的电网电压转换为电压更低、波动更小的输出电压作为后级的输入电压，扩大了系统的电压适用范围，并提高了系统的可靠性和稳定性，后级电路同时可以使用电压等级更小的器件，可进一步提高开关频率和功率密度；第二级为FB_ZVZCS移相全桥DC/DC隔离变换电路，能够完全实现软开关，谐振电路具有结构简单的优点，并且和其他现有谐振电路相比，整理二极管所承受的电压应力更小，提高了器件使用安全性。本发明与现有硬开关DC/DC变换器相比，明显降低了器件的开关消耗，与现有软开关DC/DC变换器相比，电压应力更小。
(2)本发明提供的DC/DC变换器，与现有DC/DC变换器相比，更能适应多变的工况，可以作为多种电网电压等级下的通用平台，为后级系统提供稳定的直流电源，能够有效降低系统重量，提高系统效率，简化系统结构，且成系统本降低。
(3)本发明提供的DC/DC变换器的控制方法，针对DC/DC变换器启动易过流的特点，采用BUCK-DC/DC变换器同步分段软启动的控制方式，初始阶段缓慢，随着输出电压升高而逐渐加快，在保证启动冲击电流更小的前提下缩短启动时间，提高了系统的可靠性。
(4)本发明提供的DC/DC变换器的控制方法，采用整体控制方式，将两级拓扑电路作为一个整体进行控制，与现有技术中各级独立控制相比，避免了各级单独控制所带了的响应速度和稳定性问题，进一步简化了控制策略，减低了控制的复杂度，提高了系统的稳定性和响应速度，具有很轻的实用性，FB_ZVZCS移相全桥DC/DC隔离变换电路采用固定的80％占空比，该占空比下超前臂和滞后臂软开关实现效果更好，整流二极管承压更小。
(5)本发明提供的DC/DC变换器的控制方法，针对固定控制参数不适应多变的工况，采用参数可变的自适应模糊PI控制策略，PI参数不再固定不变，而是在模糊规则控制条件下自适应的进行改变，使变换器参数更适应当前的工作环境，具有更快的响应速度和相应精度以及更强的抗干扰能力，在复杂多变的环境中具有很好的适应性。
附图说明
图1为本发明现有硬开关隔离型DC/DC变换器的拓扑结构图。
图2a、2b为本发明现有软开关DC/DC变换器的拓扑结构图。
图3为本发明DC/DC变换器的拓扑结构图。
图4为本发明DC/DC变换器的控制方法的流程图。
图5为本发明DC/DC变换器同步软启动控制图。
图6为本发明DC/DC变换器自适应模糊PI控制流程图。
图中，1、软开关辅助电路，2、钳位电路。
具体实施方式
下面，通过示例性的实施方式对本发明进行具体描述。然而应当理解，在没有进一步叙述的情况下，一个实施方式中的元件、结构和特征也可以有益地结合到其他实施方式中。
在本发明的描述中，需要说明的是，术语“第一”、“第二”仅用于描述目的，而不能理解为指示或暗示相对重要性。
参见图3，本发明一实施例提供了一种DC/DC变换器，包括BUCK输入级降压电路、FB_ZVZCS移相全桥DC/DC隔离变换电路和由整流二极管组成的整流桥电路，所述BUCK输入级降压电路的输入端连接输入电压，所述BUCK输入级降压电路的输出端与所述FB_ZVZCS移相全桥DC/DC隔离变换电路的输入端连接，所述FB_ZVZCS移相全桥DC/DC隔离变换电路的输出端与变压器的原边连接，所述变压器的副边与所述整流桥电路的输入端连接，所述整流桥电路的输出连接负载。
本发明实施例上述DC/DC变换器采用两级拓扑结构，即BUCK-FB_ZVZCS结构，使DC/DC变换器可以使用电压等级更低的器件，并且工作在最有的软开关工作点，与现有硬开关相比，器件的开关损耗明显降低。
继续参见图3，作为上述DC/DC变换器的优选方案，所述整流桥电路为由两个参数完全相同的桥式电路串联组成，所述变压器设有两个完全相同的副边，第一桥式电路的输入端连接所述变压器的第一副边，第二桥式电路的输入端连接所述变压器的第二副边。整流桥电路由两个参数完全相同的桥式电路串联组成，单只整流二极管只承受变压器副边一半的电压应力，提高了系统的可靠性，拓宽了系统的输出电压范围。
继续参见图3，作为上述DC/DC变换器的优选方案，所述BUCK输入级降压电路为由IGBT Q0、续流二极管D0、储能电抗器L1和滤波电容FC1组成的串并联电路。该输入级降压电路将宽电压输入变换为波动较小的低压，为后级FB_ZVZCS移相全桥DC/DC隔离变换电路提供静态工作环境，同时减轻整流二极管的电压应力。
继续参见图3，作为上述DC/DC变换器的优选方案，所述FB_ZVZCS移相全桥DC/DC隔离变换电路为由4个带续流二极管的IGBT组成的串并联电路，第一IGBT Q1和第三IGBT Q3组成超前臂，第二IGBT Q2和第四IGBT Q4组成滞后臂；所述第一IGBT Q1的C端和E端之间并联电容Ce1，所述第三IGBT Q3的C端和E端之间并联电容Ce2；所述变压器的原边一端连接于第一IGBT Q1和第三IGBT Q3之间，另一端连接于第二IGBT Q2和第四IGBT Q4之间。该隔离变换电路在并联电容Ce1、并联电容Ce2、变压器漏感、变压器副边谐振电路的共同作用下，实现超前臂的零电压开通、零电压关断和滞后臂的零电流开通、零电流关断。
参见图4，本发明另一实施例提供了一种DC/DC变换器的控制方法，含有以下步骤：
(1)BUCK-DC/DC变换器同步软启动
参见图5，启动时间包括t0-t5时刻；t0-t1时刻，BUCK输入级降压电路启动输出，此时DC/DC变换器的支撑电容低，FB_ZVZCS移相全桥DC/DC隔离变换电路的PWM占空比为10％，远离变压器的原边电流周期谐振所达到的峰值时间，变压器的原边冲击电流小；t1-t2时刻，BUCK输入级降压电路的输出维持平稳的FB_ZVZCS移相全桥DC/DC隔离变换电路的PWM占空比逐渐变宽为30％，仍小于变压器的原边电流周期谐振所达到的峰值时间，变压器的原边冲击电流小；t2-t3、t3-t4、t4-t5时刻重复之前的步骤；t5时刻，FB_ZVZCS移相全桥DC/DC隔离变换电路的PWM占空比稳定在80％，整流二极管承受的最大电压仅为nVs的60％，其中，n表示变压器变比，Vs为BUCK输入级降压电路的输出电压，输出电压达到目标值。
(2)串联整体控制
FB_ZVZCS移相全桥DC/DC隔离变换电路的PWM占空比固定在80％，以DC/DC变换器的输出电压作为被控量，通过调节BUCK输入级降压电路的占空比调节DC/DC变换器的输出电压，BUCK输入级降压电路的输出电压只做峰值限压，整流二极管承受的最大电压仅为nVs的60％。
为了消除系统静差，提高系统稳定性，参见图6，作为上述控制方法的优选方案，步骤(2)中，通过自适应模糊PI控制调节BUCK输入级降压电路的占空比调节输出电压，采用参数可变的模块PI控制器，其具体方法为：将DC/DC变换器的输出电压偏差e(k)和偏差微分进行模糊化处理，通过隶属度函数进行控制调节模式，并根据模糊规则调节KP和KI，通过KP和KI调节BUCK输入级降压电路的占空比。通过参数可变的模块PI控制器，PI控制器参数不再固定不变，而是根据DC/DC变换器的输出电压偏差及偏差微分在模糊规则控制条件下自适应进行改变，使DC/DC变换器参数更适应当前的工作环境，具有更快的响应速度和响应精度以及更强的抗干扰能力。
上述隶属度函数的设计原则为：当DC/DC变换器的输出电压偏差e(k)和偏差微分较大时，采用宽隶属度的粗调模式进行控制达到快速跟踪；当DC/DC变换器的输出电压偏差e(k)和偏差微分较小时，采用窄隶属度的细调模式进行控制达到快速跟踪。
上述模糊规则是建立在人工经验的基础之上，首先，增大KP可加快减小偏差，但过大会引起DC/DC变换器震荡，调节时间变长，调小会使DC/DC变换器反应太慢；其次，KI通常与KP协调使用，消除DC/DC变换器静差，系数大误差消除快，但过大会使DC/DC变换器稳定性差，太小又难以消除静态误差。
本发明上述实施例与现有技术相比，具有更宽的输入电压范围、更高的系统效率以及更能适应多变的工况。例如：在DC750V(电压范围DC500V-DC900V)系统下设计70kW样机，整机重量120kg，输出电压最高可达DC1000V。满载时的整机效率可达96％，20％负载时的整机效率也达到了87％。负载突变(空载-100％负载和100％负载-空载)试验和输入电压波动(输入电压在20ms内+20％Un突升或-20％Un突降；或输入电压在DC500V-DC900V之间连续波动)试验表明，本发明具有很好的鲁棒性。
上述实施例用来解释本发明，而不是对本发明进行限制，在本发明的精神和权利要求的保护范围内，对本发明做出的任何修改和改变，都落入本发明的保护范围。

Claims (6)

1.一种DC/DC变换器，其特征在于，包括BUCK输入级降压电路、FB_ZVZCS移相全桥DC/DC隔离变换电路和由整流二极管组成的整流桥电路，所述BUCK输入级降压电路的输入端连接输入电压，所述BUCK输入级降压电路的输出端与所述FB_ZVZCS移相全桥DC/DC隔离变换电路的输入端连接，所述FB_ZVZCS移相全桥DC/DC隔离变换电路的输出端与变压器的原边连接，所述变压器的副边与所述整流桥电路的输入端连接，所述整流桥电路的输出连接负载。
2.如权利要求1所述的DC/DC变换器，其特征在于，所述整流桥电路为由两个参数完全相同的桥式电路串联组成，所述变压器设有两个完全相同的副边，第一桥式电路的输入端连接所述变压器的第一副边，第二桥式电路的输入端连接所述变压器的第二副边。
3.如权利要求1或2所述的DC/DC变换器，其特征在于，所述BUCK输入级降压电路为由IGBT Q0、续流二极管D0、储能电抗器L1和滤波电容FC1组成的串并联电路。
4.如权利要求1或2所述的DC/DC变换器，其特征在于，所述FB_ZVZCS移相全桥DC/DC隔离变换电路为由4个带续流二极管的IGBT组成的串并联电路，第一IGBT Q1和第三IGBT Q3组成超前臂，第二IGBT Q2和第四IGBT Q4组成滞后臂；所述第一IGBT Q1的C端和E端之间并联电容Ce1，所述第三IGBT Q3的C端和E端之间并联电容Ce2；所述变压器的原边一端连接于第一IGBT Q1和第三IGBT Q3之间，另一端连接于第二IGBT Q2和第四IGBT Q4之间。
5.一种如权利要求1至4任意一项所述的DC/DC变换器控制方法，其特征在于，含有以下步骤：
(1)BUCK-DC/DC变换器同步软启动
启动时间包括t0-t5时刻；t0-t1时刻，BUCK输入级降压电路启动输出，此时DC/DC变换器的支撑电容低，FB_ZVZCS移相全桥DC/DC隔离变换电路的PWM占空比为10％，远离变压器的原边电流周期谐振所达到的峰值时间，变压器的原边冲击电流小；t1-t2时刻，BUCK输入级降压电路的输出维持平稳的FB_ZVZCS移相全桥DC/DC隔离变换电路的PWM占空比逐渐变宽为30％，仍小于变压器的原边电流周期谐振所达到的峰值时间，变压器的原边冲击电流小；t2-t3、t3-t4、t4-t5时刻重复之前的步骤；t5时刻，FB_ZVZCS移相全桥DC/DC隔离变换电路的PWM占空比稳定在80％，整流二极管承受的最大电压仅为nVs的60％，其中，n表示变压器变比，Vs为BUCK输入级降压电路的输出电压，输出电压达到目标值；
(2)串联整体控制
FB_ZVZCS移相全桥DC/DC隔离变换电路的PWM占空比固定在80％，以DC/DC变换器的输出电压作为被控量，通过调节BUCK输入级降压电路的占空比调节DC/DC变换器的输出电压，BUCK输入级降压电路的输出电压只做峰值限压，整流二极管承受的最大电压仅为nVs的60％。
6.如权利要求5所述的DC/DC变换器控制方法，其特征在于，步骤(2)中，通过自适应模糊PI控制调节BUCK输入级降压电路的占空比调节输出电压，采用参数可变的模块PI控制器，其具体方法为：将DC/DC变换器的输出电压偏差e(k)和偏差微分进行模糊化处理，通过隶属度函数进行控制调节模式，并根据模糊规则调节KP和KI，通过KP和KI调节BUCK输入级降压电路的占空比。
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