CN112928919A - 宽输出电压范围的隔离型高频谐振式直流-直流变换器及方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种宽输出电压范围的隔离型高频谐振式直流‑直流变换器及方法，变换器包括：一次侧的全桥电路和二次侧的整流电路；所述整流电路包括四个开关元件，两个电容以及一开关器件S，并且通过一个变压器与一个LC串联谐振腔将一次侧二次侧连接起来；本发明的隔离型直流变换器，适用于电池充电和可再生能源发电的，可实现输出电压1‑2倍或1‑4倍调节，克服了串联谐振变换器不能宽范围调压的缺陷，满足电池/超级电容充电时输出电压宽范围调节和可再生能源发电高变比的需求。通过二次侧开关器件的导通占空比实现调压，而非利用谐振腔进行变频调压，使得变换器在整个调压范围内都具有高效率。

Description

宽输出电压范围的隔离型高频谐振式直流-直流变换器及 方法

技术领域

本发明属于变换器技术邻域，涉及一种宽输出电压范围的隔离型高频谐振式直流-直流变换器及方法。

背景技术

一直以来，单向的直流变换器都是电力电子方向的研究热点，近年来，分布式发电的应用以及电动汽车的普及对直流变换器提出了新的要求。家用电动汽车、城轨列车电池或超级电容充电要求输出电压宽范围变化。而在光伏发电或海上风电等分布式发电系统中，由于发电受光照、风强等自然条件的影响，电压会有较大波动，因此宽电压范围的直流变换器成为研究热点。

直流变换器分为隔离型和非隔离型，隔离型变换器由于变压器的存在，输入端与输出端实现电气隔离，有效的保证了人员和设备的安全，因此在电池/超级电容充电与可再生能源发电等领域被普遍选择。现有的常用隔离型高频谐振式直流-直流变换器有正激变换器、反激变换器、推挽变换器、双有源桥变换器(DAB)、串联谐振变换器(SRC)以及LLC谐振变换器。正激变换器是在BUCK变换器的拓扑上加入一个变压器而来，其拓扑存在固有的缺陷，需要额外设计磁芯复位电路；反激变换器中只存在一个开关管，结构简单，但其开关管的电压应力大，适合应用在小功率、多路输出的场合；推挽变换器输出电压特性好，可看作是两个正激变换器交替工作，但电路存在单向偏磁的问题；DAB被认为是下一代中高压电力系统的核心变换器，其拓扑自身有ZVS的特性，但其开关管在电流峰值处关断，在工作频率较高时由于关断损耗大而影响变换器效率，并且调压能力不足；串联谐振变换器由于谐振腔的作用，变换器可实现ZVS且关断损耗较小，但其只能工作在降压模式；LLC谐振变换器效率高且具有一定的调压能力，但其高效率特性只在谐振工作点附近，在宽电压范围时效率降低。总的来说，现有的直流变换器不能高效率的实现较宽的调压范围。

发明内容

本发明的目的在于克服现有串联谐振变换器调压范围窄的技术缺陷，提出一种宽输出电压范围的隔离型高频谐振式直流-直流变换器及控制方法，是一种2倍以上宽范围调节输出电压的新型直流变换器。在保留隔离、高功率密度特性的前提下，还保证了高电能转换效率和相对较低的硬件成本。

本发明采用的技术方案如下：

一种宽输出电压范围的隔离型高频谐振式直流-直流变换器，包括：一次侧的全桥电路和二次侧的整流电路；

所述整流电路包括四个开关元件，两个电容以及一开关器件S，并且通过一个变压器与一个LC串联谐振腔将一次侧二次侧连接起来；

一次侧开关管Q₁,Q₂,Q₃,Q₄组成全桥逆变电路，谐振腔L_r1,C_r1与变压器的原边绕组串联；

二次侧电容C₁与开关元件d₃串联组成一个臂，电容C₂与开关元件d₄也同样组成一个臂，两臂的电容和二极管位置相反，将两臂并联作为输出电容接输出负载；四个开关元件d₁,d₂,d₅,d₆组成一个变结构的桥式整流；开关元件d₅的阴极与d₆的阳极分别与两个输出电容桥臂的中点相连；两个输出电容桥臂的中点通过开关器件S相连，桥式整流与变压器副边绕组串联。

一种宽输出电压范围的隔离型高频谐振式直流-直流变换器，包括：一次侧的全桥电路和二次侧的整流电路；

所述整流电路包括两个子模块，两个二极管以及一开关器件S₃，并且通过一个变压器与一个LC串联谐振腔将一次侧二次侧连接起来；

一次侧开关管Q₁,Q₂,Q₃,Q₄组成全桥逆变电路，谐振腔L_r1,C_r1与变压器的原边绕组串联；

二次侧子模块Sub2与开关元件d₁₃串联组成一个臂，子模块Sub1与开关元件d₁₄也同样组成一个臂，两臂的子模块和二极管位置相反，将两臂并联作为输出电容接输出负载；两个输出桥臂的中点通过开关器件S₃相连，子模块Sub2和子模块Sub1分别与变压器副边绕组串联。

作为本发明的进一步改进，子模块Sub2与子模块Sub1的电路结构相同；

子模块Sub1中，电容C₁与二极管d₃串联组成一个臂，电容C₂与二极管d₄也同样组成一个臂，两臂的电容和二极管位置相反，将两臂并联作为输出电容接输出负载；四个开关元件d₁,d₂,d₅,d₆组成一个变结构的桥式整流；开关元件d₅的阴极与d₆的阳极分别与两个输出电容桥臂的中点相连；两个输出电容桥臂的中点通过开关器件S₁相连。

作为本发明的进一步改进，所述二次侧开关元件为二极管。

作为本发明的进一步改进，所述二次侧开关元件为开关管，并且与电容串联的开关元件是两个反向串联的开关管，与子模块串联的开关元件是两个反向串联的开关管。

作为本发明的进一步改进，所述二次侧还设置有LC串联谐振腔，谐振腔L_r2,C_r2与变压器的副边绕组串联。

作为本发明的进一步改进，用于中压大功率时，采用多个所述宽输出电压范围的隔离型高频谐振式直流-直流变换器；多个所述宽输出电压范围的隔离型高频谐振式直流-直流变换器的输入并联、输出串联。

一种宽输出电压范围的隔离型高频谐振式直流-直流变换器的控制方法，包括以下步骤：

一次侧的全桥逆变将直流电压逆变为方波交流电压，谐振腔将电流波形变为正弦波，并且使电流与电压之间存在相位差，从而实现开关器件的软开关；二次侧的变结构二极管整流将交流电压电压电流变为直流量，且实现一个开关周期内对两个输出电容C₁,C₂的充电；二极管和电容串联电路及开关管的结构通过改变开关管的状态使得输出电容串联或并联，开关管关断时，输出电容并联，输出电压等于电容两端电压，开关管导通时，两个输出电容串联，输出电压等于两个电容电压之和，通过调节开关器件占空比来调节输出电压，调压范围为1到2倍。

一种双向宽输出电压范围的隔离型高频谐振式直流-直流变换器的控制方法，包括以下步骤：

正向运行时，开关管S₃₂与S₄₂一直导通，同时S₃₁与S₄₁一直关断，运行方式与上述变换器完全一致；反向运行时，开关管S₃₂与S₄₂一直关断，当开关管S₃₁与S₄₁关断时，两个电容C₁,C₂为串联关系，电容电压之和等于输入电压，当开关管S₃₁与S₄₁闭合时，两个电容为并联关系，每个电容电压都等于输入电压。因此通过调节开关器件的占空比可调节输出电压，调压范围也为1到2倍。

一种宽输出电压范围的隔离型高频谐振式直流-直流变换器的控制方法包括以下步骤：

变换器输出电压等于每个子模块的输出电压，当开关管S₃闭合时，两个子模块为串联关系，变换器的输出电压等于两个子模块输出电压之和；当开关管均闭合时，变换器的输出电压等于四倍的输出电容电压，调节开关管的导通占空比，便实现变换器的输出电压从1到4倍变化。

与现有技术相比，本发明具有以下优点：

本发明提出的拓扑可应用于中大功率场所下的电池或超级电容充电以及光伏发电，提出的拓扑具有以下显著优势：本发明的隔离型直流变换器，采用一种新型结构，通过改变输出电容的串并联关系，可实现输出电压1-2倍或1-4倍调节，适用于电池充电和可再生能源发电，克服了串联谐振变换器不能宽范围调压的缺陷，满足电池/超级电容充电时输出电压宽范围调节和可再生能源发电高变比的需求。而且变换器通过二次侧开关器件的导通占空比实现调压，而非利用谐振腔进行变频调压，使得变换器在整个调压范围内都具有高效率。

附图说明

图1两倍调压直流变换器拓扑图；

图2直流变换器等效电路图；

图3电压电流相量图；

图4双侧LC谐振腔拓扑图；

图5两倍调压双向直流变换器拓扑图；

图6四倍调压直流变换器拓扑图；

图7子模块结构图；

图8四倍调压双向直流变换器拓扑图；

图9双向子模块结构图；

图10二倍调压输入并联，输出串联型直流变换器图；

图11二倍调压输入并联，输出串联型双向直流变换器图；

图12四倍调压输入并联，输出串联型直流变换器图；

图13四倍调压输入并联，输出串联型双向直流变换器图；

图14两倍调压直流变换器拓扑图；

图15变换器一倍调压稳态仿真波形图(自上到下分别为输出侧与输入侧)；

图16变换器一倍到二倍调压动态仿真波形图(自上到下分别为开关管驱动信号占空比，输出侧电压电流波形与输入侧电压电流波形)；

图17变换器不同输出电压时的效率图；

图18两倍调压双向直流变换器拓扑图；

图19变换器反向运行稳态波形图(上图为输出测电压电流波形，下图为输入测电压电流波形)；

图20变换器反向运行稳态波形图(上图为输出测电压电流波形，下图为输入测电压电流波形)；

图21四倍调压直流变换器拓扑图；

图22子模块结构图；

图23变换器四倍调压稳态仿真波形图(自上到下分别为输出侧电压电流波形与输入侧电压电流波形)；

图24变换器不同输出电压时的效率图。

注：图中开关并联二极管的符号指代所有类型的开关管，实际应用中开关管可以是硅基MOSFET、硅基IGBT、碳化硅基MOSFET、碳化硅基IGBT、氮化镓基FET等的其中一种。

具体实施方式

为了使本发明的目的、技术方案及优点更加清楚明白，以下结合附图及实施例，对本发明进行进一步详细说明。应当理解，此处所描述的具体实施例仅用以解释本发明，并不用于限定本发明，本例中开关器件使用碳化硅基MOSFET。

本发明提出一种宽输出电压范围的隔离型高频谐振式直流-直流变换器，其一次侧为传统全桥电路，二次侧是由四个二极管，两个电容以及一个全控型开关器件组成的新型整流电路，并且通过一个高频变压器与一个LC串联谐振腔将一次侧二次侧连接起来。结构如图1。

变换器的一次侧开关管Q₁,Q₂,Q₃,Q₄组成全桥逆变电路，谐振腔L_r,C_r与变压器的原边绕组串联。在二次侧，电容C₁与二极管d₃串联组成一个臂，电容C₂与二极管d₄也同样组成一个臂，两臂的电容和二极管位置相反，将两臂并联作为输出电容接输出负载；四个二极管d₁,d₂,d₅,d₆组成一个变结构的桥式整流，传统桥式整流的二极管桥臂接在直流母线上，而在本发明中，整流二极管d₅的阴极与d₆的阳极分别与两个输出电容桥臂的中点相连，此设计的目的是交流测电流方向为正时，电路给电容C₂充电，相反，当电流为负时，电路给电容C₁充电，实现在一个开关周期内对两个电容的充电；两个输出电容桥臂的中点通过一个开关器件S相连，此设计的目的是当开关器件关断时，两个输出电容为并联关系，开关器件导通时，两个输出电容为串联关系，因此，通过调节开关器件的导通占空比，便可实现输出电压增益从1到2内的变化。设V₂为变压器二次侧绕组两端电压，d为二次侧开关管S的导通占空比，则输出电压V_o的表达式为：

V_o＝(1+d)V₂ (1)

本发明的直流变换器可等效为图2；

图中R'为等效负载阻抗，v₁为变压器一次侧端电压。由图2等效电路可作出电压电流相量图。

为一次侧电压电流夹角，从相量图中可得结论，减小谐振腔的阻抗可以使得变压器一次侧电流滞后电压夹角

较小，从而使得一次侧开关管的关断电流较小，进而提高变换器的效率。

在设计串联谐振腔时，谐振腔的阻抗表达式为：

式中ω_s为开关频率，ω_r为谐振频率。因此，在开关频率和谐振频率固定时，为了减小谐振腔的阻抗，谐振电容C_r容值应大一些，谐振电感L_r感值应小一些。

作为优选地实施例，在实际设计中，由于同一桥臂的开关管须设计死区时间，特别是当二次侧的开关管为大功率的IGBT时，其死区时间较长，因此设计中必须使一次侧电流滞后于电压一定相位，至少应大于死区时间。综上两方面的考虑，在设计谐振腔参数时，使电压电流夹角对应的时间等于开关管的死区时间。

也可将图1中串联谐振腔分成两部分分别串联在变换器的一次侧和二次侧，电路的工作原理不变，这样二次侧也存在一个电容，具有隔直的作用，其结构如图4。

当输出电容需要空载或轻载放电时，可以在电容两端并联由电阻和开关组成的可控放电支路，这种方式需要增加额外的放电回路，除此之外，也可以将电路改造成双向结构，因此本发明在1的基础上，提供一种双向的直流变换器拓扑，适用于能量双向流动的场所。将图1结构中的二次侧二极管d₁,d₂,d₅,d₆分别用开关管S₁,S₂,S₅,S₆替代，并将二极管d₃分别换为开关管S₃₁,S₃₂串联，d₄换为开关管S₄₁,S₄₂串联，用两个开关器件反向串联的目的是防止两个电容电压不相等时引起的环流，其余电路结构与图1完全相同，结构如图5。

此设计的目的是可通过控制二次侧的开关器件实现能量的反向流动。

本发明在1的基础上，提供一种适用于光伏发电的调压范围更宽的直流变换器，可实现电压增益从1到4变化，采用了嵌套的思路，用图1中的整个二次侧电路作为子模块替代输出电容桥臂上的电容C₁,C₂，结构如图6，子模块如图7。

电路结构中，由d₇,d₈,d₉,d₁₀,d₁₁,d₁₂,S₂,C₃,C₄组成的子模块与d₁,d₂,d₃,d₄,d₅,d₆,S₁,C₁,C₂组成的子模块完全相同，并将子模块分别与二极管d₁₃,d₁₄串联起来形成输出电容桥臂，且通过开关管S₃将两个桥臂的中点连接起来，此设计的目的是，当开关器件S₃关断，两个子模块并联连接，输出电压与一个子模块的电压相等，当开关器件导通，两个子模块串联，输出电压等于两个子模块电压之和，而每个子模块的电压是二倍范围内可调的，因此，可实现电压增益从1到4的变化。设V₂为变压器二次侧绕组两端电压，d₁为二次侧开关管S₁,S₂的导通占空比，d₂为二次侧开关管S₃的导通占空比，则输出电压V_o的表达式为：

V_o＝(1+d₁)(1+d₂)V₂ (3)

本发明还提出将图5的二次侧电路作为图6中的子模块，并将图6中二极管d₁₃,d₁₄也替换为两个反向串联的开关管，得到电压增益从1到4变化的双向变换器。结构如图8，子模块如图9.

本发明还针对部分中压大功率场所，提出了将图1，图5，图6，图8所示的直流变换器整体作为一个子模块，采用输入并联、输出串联的方式，构建出了新的拓扑，其结构如图10-图13。

以下结合具体实施例和附图对本发明进行详细说明。

实施例

本发明的二倍调压直流变换器拓扑结构如图14。

其中，一次侧组成全桥逆变电路，开关器件Q₁,Q₂串联接在输入电压两端，即Q₁的源极与Q₂的漏极相连，Q₃,Q₄同样，两桥臂中点通过串联谐振腔与变压器相连，即A与谐振电容相连，电容的另一端与电感相连，电感的另一端与变压器一次侧绕组相连，并且将其绕组的另一端与B点连接起来；二次侧首先是一个变结构的二极管不控整流，二极管d₁,d₂串联接在输出直流母线上，即d₁的阳极与d₂的阴极相连，并与变压器二次绕组相连于C点，同样，二极管d₅的阳极与d₆的阴极相连，并与二次绕组的另一端相连于D点；二极管d₃的阳极和输出电容C₁相连并接在输出直流母线上，且d₃的阴极与正直流母线相连，C₁与负直流母线相连，与之相似，二极管d₄的阴极和输出电容C₂相连并接在输出直流母线上，且d₄的阳极与负直流母线相连，C₂与正直流母线相连；最后，将二极管d₅阴极与d₃阳极连接于E，d₆阳极与d₄阴极连接于F，并且把E，F通过开关管连接起来，E连接漏极，F连接源极。

一次侧的全桥逆变是将直流电压逆变为方波交流电压，谐振腔将电流波形变为正弦波，并且使电流与电压之间存在相位差，从而实现开关器件的软开关；二次侧的变结构二极管整流将交流电压电压电流变为直流量，且可以实现一个开关周期内对两个输出电容C₁,C₂的充电；二极管和电容串联电路及开关管的结构可以通过改变开关管的状态使得输出电容串联或并联，开关管关断时，输出电容并联，输出电压等于电容两端电压，开关管导通时，两个输出电容串联，输出电压等于两个电容电压之和，因此可以通过调节开关器件占空比来调节输出电压，调压范围为1到2倍。

一次侧开关管的驱动信号固定频率固定占空比，同一个桥臂的上下两管互补导通，导通占空比为50％，且Q₁,Q₄驱动信号相同，Q₂,Q₃驱动信号相同，二次侧开关管为PWM调制。设计合适的谐振腔参数，使得一次侧开关器件的关断电流尽可能小，目的是为了减小关断损耗，保证变换器的高效率，但同时又得留出足够的死区时间。具体设计公式如下，其中T_d为一次侧开关器件的死区时间：

将变换器的开关频率大于谐振频率，目的是使谐振腔呈感性，从而使一次侧电流滞后于电压，实现一次侧开关器件的零电压开通。变换器参数如表1所示：

表1变换器具体参数

通过MATLAB/Simulink对变换器进行仿真，验证其输出电压实现2倍调压，仿真1倍调压与2倍调压情况下的输出电压输出电流波形分别如图15，16。

图15中变换器的稳态输出电压为753V，图16显示，在0.016s时刻将二次侧器件的导通占空比变为1，达到稳态时变换器的输出电压为1507V，证明可实现二倍调压。在此需要注意的是，由于谐振腔的阻抗，导致在变压器变比为1时，输出电压的最大值并不等于输入电压的两倍，但可以通过改变变压器的变比，来实现变换器的输出电压等于1到2倍的输入电压。并且通过仿真计算得变换器在不同电压增益下的效率曲线如图17，其中变压器与LC谐振腔的损耗未统计在内：

本发明的两倍调压双向直流变换器拓扑结构如图18：

其电路结构与图14基本一致，只是将原本的二极管d₁,d₂,d₅,d₆分别用开关管S₁,S₂,S₅,S₆替代，并将二极管d₃分别换为开关管S₃₁,S₃₂串联，d₄换为开关管S₄₁,S₄₂串联。值得注意的是开关器件的方向，开关器件S₁,S₂,S₅,S₆的漏极应对应原拓扑中二极管的阴极，源极应对应二极管的阳极。

当电路正向工作，即能量从一次侧转移至二次侧时，一次侧开关管导通方式同上，同一桥臂的上下两管互补导通，且Q₁,Q₄驱动信号相同，Q₂,Q₃驱动信号相同，二次侧开关管S₁,S₂,S₅,S₆,S₃₁,S₄₁没有驱动信号，电流通过开关管的反并联二极管,而开关管S₃₂与S₄₂一直导通；当电路反向运行时，二次侧开关管导通方式也是固定频率固定占空比，S₁,S₂互补导通，S₅,S₆也是互补导通，并且S₁,S₆驱动信号相同，S₂,S₅驱动信号相同，此时一次侧开关管Q₁,Q₂,Q₃,Q₄无驱动信号，电流通过其反并联二极管。开关管S₃₂与S₄₂一直关断，当开关管S₃₁与S₄₁关断时，两个电容C₁,C₂为串联关系，电容电压之和等于输入电压，当开关管S₃₁与S₄₁闭合时，两个电容为并联关系，每个电容电压都等于输入电压。因此通过调节开关器件的占空比可调节输出电压，调压范围也为1到2倍。

额定功率为40kW，其余电路参数与1相同，正向运行状态与1完全一致，不在此赘述，对其反向运行的情况进行仿真，在开关管S₃₁与S₄₁的占空比为0和1时，分别得到变换器的电压电流波形如图19和20。

从图19可以看出，输出电压为355V，图20中，输出电压为725V，证明反向运行时也可实现2倍调压。

本发明的四倍调压直流变换器拓扑结构如图21。

其一次侧结构与1中电池充电用的发明完全相同，变压器一次侧绕组数为1，但有两个二次侧绕组，将图14结构的二次侧视为一个子模块，变压器的两个二次侧绕组分别与两个完全相同的子模块相连，一个由二极管d₁,d₂,d₃,d₄,d₅,d₆，电容C₁,C₂与开关管S₁构成，另一个由二极管d₇,d₈,d₉,d₁₀,d₁₁,d₁₂，电容C₃,C₄与开关管S₂构成；接着用两个二极管将这两个子模块接到输出直流母线上，将二极管d₁₃的阴极与上子模块中二极管d₁,d₃的阴极相连，d₁₃的阳极与下子模块中二极管d₇,d₉的阴极相连，并将二极管d₁₄的阴极与上子模块中二极管d₂,d₄的阳极相连，d₁₄的阳极与下子模块中二极管d₈,d₁₀的阳极相连；最后将开关管S₃的漏极与二极管d₁₃的阳极相连，源极与二级管d₁₄的阴极相连。

二次侧的两个子模块功能类似，可以实现在一个周期内对四个电容C₁,C₂,C₃,C₄的充电，当开关管S₁,S₂关断时，两个输出电容C₁,C₂为并联关系，电容C₃,C₄也为并联关系，子模块1的输出电压等于一个输出电容两端的电压，子模块2的输出电压也等于一个输出电容两端的电压；当开关管S₁,S₂闭合时，电容C₁,C₂为串联关系，电容C₃,C₄也为串联关系，子模块1的输出电压等于两个输出电容C₁,C₂两端电压之和，子模块2的输出电压等于输出电容C₃,C₄两端电压之和；而二极管d₁₃,d₁₄与开关管S₃的作用是实现两个子模块的并联或串联关系，当开关管S₃关断时，两个子模块为并联，因此，变换器输出电压等于每个子模块的输出电压，当开关管S₃闭合时，两个子模块为串联关系，变换器的输出电压等于两个子模块输出电压之和。因此，当开关管S₁,S₂,S₃均闭合时，变换器的输出电压等于四倍的输出电容电压，调节开关管的导通占空比，便可实现变换器的输出电压从1到4倍变化。

变换器的控制方式与电池充电用的变换器相似，一次侧开关管的驱动信号固定频率固定占空比，同一个桥臂的上下两管互补导通，导通占空比为50％，且Q₁,Q₄驱动信号相同，Q₂,Q₃驱动信号相同，二次侧开关管为PWM调制，其中开关管S₁,S₂的占空比相同，保证两个子模块的输出电压相等。变换器的一次侧开关频率大于谐振频率，目的是为了实现一次侧开关器件的零电压开通。变换器参数如表2所示：

表2变换器具体参数

通过MATLAB/Simulink对变换器进行仿真，变换器相关仿真波形如图23。

调节变换器二次侧所有开关管的导通占空比为1，稳态时输出电压为3000V，证明变换器可以实现4倍调压。同样由于谐振腔的阻抗，在变压器变比为1时输出电压不能达到输入电压的4倍，但可以通过改变变压器变比来实现输出电压达到输入电压的4倍。通过仿真计算得变换器在不同电压增益下的效率曲线如图24，其中变压器与LC谐振腔的损耗未统计在内。

以上所述仅为本发明的较佳实施例而已，并不用以限制本发明，凡在本发明的精神和原则之内所作的任何修改、等同替换和改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。

Claims (10)

1.一种宽输出电压范围的隔离型高频谐振式直流-直流变换器，其特征在于，包括：一次侧的全桥电路和二次侧的整流电路；

所述整流电路包括四个开关元件，两个电容以及一开关器件S，并且通过一个变压器与一个LC串联谐振腔将一次侧二次侧连接起来；

一次侧开关管Q₁,Q₂,Q₃,Q₄组成全桥逆变电路，谐振腔L_r1,C_r1与变压器的原边绕组串联；

二次侧电容C₁与开关元件d₃串联组成一个臂，电容C₂与开关元件d₄也同样组成一个臂，两臂的电容和二极管位置相反，将两臂并联作为输出电容接输出负载；四个开关元件d₁,d₂,d₅,d₆组成一个变结构的桥式整流；开关元件d₅的阴极与d₆的阳极分别与两个输出电容桥臂的中点相连；两个输出电容桥臂的中点通过开关器件S相连，桥式整流与变压器副边绕组串联。

2.一种宽输出电压范围的隔离型高频谐振式直流-直流变换器，其特征在于，包括：一次侧的全桥电路和二次侧的整流电路；

所述整流电路包括两个子模块，两个二极管以及一开关器件S₃，并且通过一个变压器与一个LC串联谐振腔将一次侧二次侧连接起来；

一次侧开关管Q₁,Q₂,Q₃,Q₄组成全桥逆变电路，谐振腔L_r1,C_r1与变压器的原边绕组串联；

二次侧子模块Sub2与开关元件d₁₃串联组成一个臂，子模块Sub1与开关元件d₁₄也同样组成一个臂，两臂的子模块和二极管位置相反，将两臂并联作为输出电容接输出负载；两个输出桥臂的中点通过开关器件S₃相连，子模块Sub2和子模块Sub1分别与变压器副边绕组串联。

3.根据权利要求2所述的一种宽输出电压范围的隔离型高频谐振式直流-直流变换器，其特征在于，子模块Sub2与子模块Sub1的电路结构相同；

子模块Sub1中，电容C₁与二极管d₃串联组成一个臂，电容C₂与二极管d₄也同样组成一个臂，两臂的电容和二极管位置相反，将两臂并联作为输出电容接输出负载；四个开关元件d₁,d₂,d₅,d₆组成一个变结构的桥式整流；开关元件d₅的阴极与d₆的阳极分别与两个输出电容桥臂的中点相连；两个输出电容桥臂的中点通过开关器件S₁相连。

4.根据权利要求1或2所述的一种宽输出电压范围的隔离型高频谐振式直流-直流变换器，其特征在于，所述二次侧开关元件为二极管。

5.根据权利要求1或2所述的一种宽输出电压范围的隔离型高频谐振式直流-直流变换器，其特征在于，所述二次侧开关元件为开关管，并且与电容串联的开关元件是两个反向串联的开关管，与子模块串联的开关元件是两个反向串联的开关管。

6.根据权利要求5所述的一种宽输出电压范围的隔离型高频谐振式直流-直流变换器，其特征在于，所述二次侧还设置有LC串联谐振腔，谐振腔L_r2,C_r2与变压器的副边绕组串联。

7.根据权利要求1或2所述的一种宽输出电压范围的隔离型高频谐振式直流-直流变换器，其特征在于，用于中压大功率时，采用多个所述宽输出电压范围的隔离型高频谐振式直流-直流变换器；多个所述宽输出电压范围的隔离型高频谐振式直流-直流变换器的输入并联、输出串联。

8.权利要求1所述的一种宽输出电压范围的隔离型高频谐振式直流-直流变换器的控制方法，其特征在于，包括以下步骤：

一次侧的全桥逆变将直流电压逆变为方波交流电压，谐振腔将电流波形变为正弦波，并且使电流与电压之间存在相位差，从而实现开关器件的软开关；二次侧的变结构二极管整流将交流电压电压电流变为直流量，且实现一个开关周期内对两个输出电容C₁,C₂的充电；二极管和电容串联电路及开关管的结构通过改变开关管的状态使得输出电容串联或并联，开关管关断时，输出电容并联，输出电压等于电容两端电压，开关管导通时，两个输出电容串联，输出电压等于两个电容电压之和，通过调节开关器件占空比来调节输出电压，调压范围为1到2倍。

9.权利要求2所述的一种双向宽输出电压范围的隔离型高频谐振式直流-直流变换器的控制方法，其特征在于，包括以下步骤：

正向运行时，开关管S₃₂与S₄₂一直导通，同时S₃₁与S₄₁一直关断，运行方式与上述变换器完全一致；反向运行时，开关管S₃₂与S₄₂一直关断，当开关管S₃₁与S₄₁关断时，两个电容C₁,C₂为串联关系，电容电压之和等于输入电压，当开关管S₃₁与S₄₁闭合时，两个电容为并联关系，每个电容电压都等于输入电压；因此通过调节开关器件的占空比可调节输出电压，调压范围也为1到2倍。

10.权利要求2所述的一种宽输出电压范围的隔离型高频谐振式直流-直流变换器的控制方法，其特征在于，包括以下步骤：

变换器输出电压等于每个子模块的输出电压，当开关管S₃闭合时，两个子模块为串联关系，变换器的输出电压等于两个子模块输出电压之和；当开关管均闭合时，变换器的输出电压等于四倍的输出电容电压，调节开关管的导通占空比，便实现变换器的输出电压从1到4倍变化。

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