CN115833598A

CN115833598A - 一种输入间接串联输出并联的变频调制直流变换器拓扑及其控制方法

Info

Publication number: CN115833598A
Application number: CN202211371493.0A
Authority: CN
Inventors: 宁光富; 邓羽; 刘永露; 王辉; 熊文静; 许国; 但汉兵; 孙尧; 粟梅
Original assignee: Central South University
Current assignee: Central South University
Priority date: 2022-11-03
Filing date: 2022-11-03
Publication date: 2023-03-21

Abstract

本发明公开了一种输入间接串联输出并联的变频调制直流变换器拓扑及其控制方法。该变换器包含一个输入滤波电感和N个全桥LC串联谐振变换器子模块，其中LC串联谐振腔置于高频变压器副边。输入直流电源正极串联一个电感后连到第一个子模块原边第一桥臂的中点，输入直流电源负极连到最后一个模块输入滤波电容负极；上个子模块输入滤波电容负极连接下个子模块原边第一桥臂的中点，每个子模块输出滤波电容并联。所有子模块原边上下管互补导通，两下管恒定导通半个谐振周期且间隔半个开关周期；所有子模块开关频率相同，子模块间驱动信号是交错的；所有子模块工作在直流变压器模式，因为子模块输出是并联的，所以能实现所有子模块的输入自然均压。

Description

一种输入间接串联输出并联的变频调制直流变换器拓扑及其控制方法

技术领域

本发明属于电力电子技术领域，涉及一种ISOP(Input-Series Output-Parallel，输入串联输出并联)直流变换器拓扑及其控制方法。

背景技术

随着直流输配变送技术的发展，应用于光伏等可再生能源和分布式电源的直流变压器近年来获得越来越多的关注。N个模块的ISOP结构因具有可模块化设计、开关器件电压应力低等优点广泛运用于电力电子变换场合。但由于结构的复杂性也增加了控制的复杂度，且所有子模块输入电容直接串联接至输入直流电源两端，在发生输入直流电源短路故障时会出现电容短路问题。基于ISOP结构的拓扑有学者进行了研究，并对该类型装置提出了多种改善方法。专利(陈武,薛晨炀.面向中高压智能配电网的电力电子变压器[P].江苏省：CN107370392B,2019-03-29.)提出了一种面向中高压智能配电网的电力电子变压器，其中间级为输入间接串联输出并联的隔离型直流变换器，可以避免在上一级输出电压短路的情况下，ISOP输入电容短路的问题，但该变换器不存在输入升压电感，无法形成Boost电路单元。因此，该变换器只工作于开环模式，采用占空比为50％的双极性调制，电压增益为固定常数，不具备调压功能。专利(陈武,薛晨炀,赵剑锋,梅军.非对称PWM控制的ISOP全桥直流变换器及其控制方法[P].江苏省：CN107017781B,2019-04-30.)提出了一种基于ISOP结构设计的可调压的间接接入输入电容的直流变换器，子模块为移相全桥电路，有效降低了输入电容电压应力，减小了容值和尺寸，在发生输入直流电源短路故障时并不会出现电容短路问题，可有效保护子模块输入滤波电容；在子模块发生故障时，可以通过开通该子模块原边第一桥臂的第二开关管将该子模块旁路，但仍存在两个方面的缺点，1)需要额外的输入均压或者输出均流控制环，控制方式较为复杂；2)子模块原边开关管轻载下软开关容易丢失，副边二极管则完全没有实现软开关，有较大的开关损耗。

发明内容

针对当前直流变换器应用的需要，并充分考虑应用成本、系统可靠性和各种损耗等因素后，本发明提出了一种输入间接串联输出并联的变频调制直流变换器拓扑，该拓扑在结合输入间接串联输出并联的直流变换器拓扑的基础上，实现了输入自然均压,省去了额外的均压控制；同时将LC串联谐振腔置于副边，所有子模块原边两下管恒定导通半个谐振周期，使变压器设计只与谐振频率相关，与开关频率无关，故采用变频控制不影响变压器的设计；由于LC串联谐振腔的存在，使第二桥臂开关管Q_i3和Q_i4的零电流开关和副边二极管的零电流开关得以实现，设置合适的L_b参数还可以实现第一桥臂中开关管Q_i1和Q_i2的零电压开通。

为达此目的，本发明提供一种输入间接串联输出并联的变频调制直流变换器拓扑，所述模块化直流变换器由一个含一个集成串联Boost电感和ISOP结构组成，包括升压电感L_b、三个输入电容、三个输出电容、三个全桥模块、三个LC串联谐振腔、三个高频变压器T_r和三个全桥整流电路；所述全桥模块由4个IGBT(Insulated Gate Bipolar Transistor，绝缘栅双极型晶体管)组成，3个全桥模块和Boost电感串联接在输入直流电源两端，副边3个LC谐振腔和全桥整流电路并联接在输出电压两端；采用变频调制策略，即同一桥臂的上下两个开关管Q₁₁和Q₁₂(Q₁₃和Q₁₄)互补导通，第二开关管Q₂超前第四开关管Q₁₄半个开关周期0.5T_s，两者的占空比相同且导通时间为半个串联谐振周期0.5T_r。全桥LC串联谐振变换器子模块的LC串联谐振腔置于高频变压器副边，由于所有子模块原边两下管恒定导通半个谐振周期，因此高频变压器的最大磁密只与谐振频率相关，而开关频率无关，采用变频控制不影响变压器设计。

进一步地，所述的输入间接串联输出并联的变频调制直流变换器拓扑的控制方法，其特征在于，变换器采用变频调制，第i个子模块的第一桥臂的上下两个开关管驱动信号互补，第二桥臂的上下两个开关管驱动信号互补，两个桥臂的下管导通时间相同且恒为半个LC串联谐振周期，第一桥臂和第二桥臂的驱动信号相差半个开关周期；所有子模块采用相同的开关频率，相邻子模块间驱动信号相差1/N个开关周期；由于全桥LC串联谐振变换器子模块工作于直流变压器模式，且每个子模块输出是并联的，因此，所有子模块原边采用相同的开关频率即可实现输入自均压，无需额外的输入均压控制。所有子模块输入电容并未直接串联接至所述输入直流电源两端，在发生输入直流电源短路故障时并不会出现电容短路问题，可有效保护子模块输入滤波电容；在子模块发生故障时，可以通过开通该子模块原边第一桥臂的第二开关管将该子模块旁路。

进一步地，选取三个模块进行分析：Q₁₁和Q₁₂互补导通，Q₁₃和Q₁₄互补导通，Q₁₂和Q₁₄的导通时间为0.5T_r，且Q₁₂超前Q₁₄时间为0.5T_s；Q₂₁和Q₂₂互补导通，Q₂₃和Q₂₄互补导通，Q₂₂和Q₂₄的导通时间为0.5T_r，且Q₂₂超前Q₂₄时间为0.5T_s，Q₂₂滞后Q₂₂时间为1/3T_s；Q₃₁和Q₃₂互补导通，Q₃₃和Q₃₄互补导通，Q₃₂和Q₃₄的导通时间为0.5T_r，且Q₃₂超前Q₃₄时间为0.5T_s，Q₃₂滞后Q₂₂时间为1/3T_s，每个模块间驱动信号相差1/3T_s。由于Q₁₄，Q₂₄和Q₃₄的导通时间都是0.5T_r，即导通时间等于谐振周期的一半，所以，Q₁₄及与其互补导通的Q₁₃都可以实现零电流开通和关断；同理Q₂₃和Q₂₄，Q₃₃和Q₃₄也能实现零电流开通和关断。对于Q₁₁，Q₂₁和Q₃₁，由于其上电流等于谐振电流折算到原边的值减去电感电流，故在开关管Q₁₁/Q₂₁/Q₃₁开启时候都是小于0，可以实现零电压开通；对于Q₁₂，Q₂₂和Q₃₂，由于其上电流等于谐振电流折算到原边的值加上电感电流，故在开关管Q₁₂/Q₂₂/Q₃₂开通时，其上电流需要小于0，可以算出L_b小于32uH。

相对于现有技术，本发明具有如下优点，1)本拓扑所有子模块输入电容并未直接串联接至所述输入直流电源两端，在发生输入直流电源短路故障时并不会出现电容短路问题，可有效保护子模块输入滤波电容；在子模块发生故障时，可以通过开通该子模块原边第一桥臂的第二开关管将该子模块旁路；2)本拓扑利用电路集成的优势，将串联Boost电感和全桥开关进行集成，实现了器件复用，提高了器件利用率和能量密度，同时拓展了输入电压范围；3)在本拓扑中，由于全桥LC串联谐振变换器子模块工作于直流变压器模式，且每个子模块输出是并联的，因此，所有子模块原边采用相同的开关频率即可实现输入自然均压，无需额外的输入均压控制；4)全桥LC串联谐振变换器子模块的LC串联谐振腔置于高频变压器副边，由于所有子模块原边两下管恒定导通半个谐振周期，因此高频变压器的最大磁密只与谐振频率相关，而与开关频率无关，采用变频控制不影响变压器的设计；5)由于LC谐振的存在和Boost电感的合理设计，有效实现了原边第一桥臂的零电压开通、第二桥臂的零电流开通和关断、副边二极管的零电流关断，有效减少开关损耗和二极管反向恢复损耗；同时将谐振腔置于副边，有效降低了谐振电容的电压应力，同时增加的谐振电感的电流应力也在可控范围内，削减了应用成本。

附图说明

图1是本发明的主电路；

图2是三个模块时的输入间接串联输出并联的变频调制直流变换器电路图；

图3是三个模块时的主要波形模态图；

图4是第i个模块的主要波形图；

图5是第i个模块第一个开关管和第三个开关管导通时候的电路图；

图6是第i个模块第一个开关管和第四个开关管导通时候的电路图；

图7是第i个模块第一个开关管和第三个开关管导通时候的电路图；

图8是第i个模块第二个开关管和第三个开关管导通时候的电路图。

具体实施方式

下面结合附图对本发明作更进一步的说明。

本发明由三个模块组成输入间接串联输出并联的变频调制直流变换器时的电路图如附图2所示。该变换器包含一个输入直流电源、一个输入滤波电感和3个全桥LC串联谐振变换器子模块，其中LC串联谐振腔置于高频变压器副边；每个子模块由一个输入滤波电容、原边逆变全桥、一个高频变压器、一个LC串联谐振腔、副边全桥不控整流电路和一个输出滤波电容组成；采用变频调制策略，即同一桥臂的上下两个开关管Q₁₁和Q₁₂(Q₁₃和Q₁₄)互补导通，第二开关管Q₂超前第四开关管Q₁₄半个开关周期0.5T_s，两者的占空比相同且导通时间为半个串联谐振周期0.5T_r。所有子模块采用相同的开关频率，相邻子模块间驱动信号相差1/3个开关周期；对于不同的输入电压，可通过PI闭环控制调节开关频率，从而得到固定的输出电压。如图4所示，各个模块的输入电容电压均为v_o/n，故实现了输入均压。

由于模块的对称性，只选取一个模块进行分析如下：

阶段1[t₀，t₁]：本模态的电流通路如图5所示，在t₀时刻，Q_i2关闭，由于此时经过Q_i1的电流为负，即电流流经Q_i1反并联二极管，故而将Q_i1导通电压箝为在零，从而实现了Q_i1的零电压开通。在此阶段，变压器两端电压V_pi＝0，变压器的励磁电流通过Q_i3和Q_i1的反并联二极管。电流从模块输入端流入电容，输入电容C_in充电。

阶段2[t₁，t₂]：本模态的电流通路如图6所示，在t₁时刻，Q_i3关闭，由于谐振电流从零开始，Q_i4上的电流也是从零开始，Q_i4在零电流条件下开通，同时Q_i3在零电流条件下关闭。在此阶段，变压器两端电压V_pi＝v_o/n。电流从模块输入端流出，输入电容C_in放电。

阶段3[t₂，t₃]：本模态的电流通路如图7所示，在t₂时刻，Q_i4关闭，由于谐振电流谐振到零，故Q_i3的导通电流为零，故而Q_i3由于在零电流条件下打开，同时Q_i1在零电流条件下关闭。在此阶段，变压器两端电压V_pi＝0，变压器的励磁电流通过Q_i3和Q_i1的反并联二极管。电流从模块输入端流入电容，输入电容C_in充电。

阶段4[t₃，t₄]：本模态的电流通路如图8所示，在t₃时刻，Q_i1关闭，由于此时经过Q_i2的电流为负，即电流流经Q_i2反并联二极管，故而将Q_i2导通电压箝为在零，从而实现了Q_i2的零电压开通。在此阶段，变压器两端电压V_pi＝v_o/n。电流从模块输入端流出，输入电容C_in放电。

综上所述，本发明实现了输入自然均压，同时将采集的输出电压经过PI环节得到期望的开关频率，实现了变频控制和输出电压的恒定；另外，通过LC串联谐振腔实现了原边开关管和副边二极管的软开关，减少了开关损耗；同时将LC串联谐振腔置于副边，变压器设计只与谐振频率相关，而与开关频率无关，故采用变频控制不影响；根据电路理论可知，在发生输入直流电源短路故障时，可以关断开关管，从而保护输入滤波电容。

以上所述，仅是本发明的较佳实施例而已，并非是对本发明作任何其他形式的限制，而依据本发明的技术实质所作的任何修改或等同变化，仍属于本发明所要求保护的范围。

Claims

1.一种输入间接串联输出并联的变频调制直流变换器拓扑，其特征在于，所述变换器包含一个输入直流电源、一个输入滤波电感和N个全桥LC串联谐振变换器子模块，其中LC串联谐振腔置于高频变压器副边；所述子模块由输入滤波电容、原边逆变全桥、高频变压器、LC串联谐振腔、副边全桥不控整流电路和输出滤波电容组成。

2.如权利要求1所述的第i个子模块原边逆变全桥包括第一桥臂和第二桥臂，所述子模块输入滤波电容和第一桥臂以及第二桥臂同时正向并联；其中第一桥臂由第一开关管Q_i1和第二开关管Q_i2正向串联组成，第二桥臂由第三开关管Q_i3和第四开关管Q_i4正向串联组成；变压器原边绕组两端分别接在第一桥臂和第二桥臂的中点，其中同名端接在第一桥臂中点，异名端接在第二桥臂中点；所述子模块中高频变压器副边、LC串联谐振腔、全桥不控整流电路正向串联；所述子模块副边全桥不控整流电路包括整流第一桥臂和整流第二桥臂，所述子模块整流第一桥臂以及整流第二桥臂和输出滤波电容同时正向并联；其中整流第一桥臂由第一个二极管D_Ri1和第二个二极管D_Ri2反向串联组成，整流第二桥臂由第三个二极管D_Ri3和第四个二极管D_Ri4反向串联组成；变压器副边同名端连接LC谐振腔之后接在整流第一桥臂的中点，变压器副边异名端接在整流第二桥臂的中点。

3.如权利要求1所述的输入直流电源正极串联所述的输入滤波电感后连到第一个模块原边第一桥臂的中点，输入直流电源负极连到最后一个模块输入滤波电容的负极；第i(＝1，2，…，N-1)个子模块输入滤波电容的负极连接至第i+1个子模块原边第一桥臂的中点，所有模块输出滤波电容并联。

4.如权利1所述的输入间接串联输出并联的变频调制直流变换器拓扑，其特征在于，所述全桥LC串联谐振变换器子模块的LC串联谐振腔置于高频变压器副边，由于所有子模块原边两下管恒定导通半个谐振周期，因此高频变压器的最大磁密只与谐振频率相关，而与开关频率无关，故采用变频控制不影响变压器设计。

5.如权利1所述的输入间接串联输出并联的变频调制直流变换器的控制方法，其特征在于，第i个子模块的第一桥臂的第一开关管和第二开关管驱动信号互补，第二桥臂的第三开关管和第四开关管驱动信号互补，第二开关管和第四开关管导通时间相同且恒为半个LC串联谐振周期，第一桥臂和第二桥臂的驱动信号相差半个开关周期；所有子模块采用相同的开关频率，相邻子模块间驱动信号相差1/N个开关周期；对于不同的输入电压，可通过PI闭环控制调节开关频率，从而得到固定的输出电压。

6.如权利5所述的输入间接串联输出并联的变频调制直流变换器的控制方法，其特征在于，由于全桥LC串联谐振变换器子模块工作于直流变压器模式，且每个子模块输出是并联的，因此，所有子模块原边采用相同的开关频率即可实现输入自均压，无需额外的输入均压控制。

7.如权利5所述的输入间接串联输出并联的变频调制直流变换器的控制方式，其特征在于，可以实现原边第一桥臂的零电压开通、第二桥臂的零电流开通和关断、副边二极管的零电流关断，减小了开关损耗和二极管反向恢复损耗。