CN108631604B - 一种环保用双变压器型零电流谐振三电平直流变换器 - Google Patents

一种环保用双变压器型零电流谐振三电平直流变换器 Download PDF

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Abstract

本发明公开了一种环保用双变压器型零电流谐振三电平直流变换器：输入侧含直流电源、两个输入分压电容、两个箝位二极管、四个主开关管、两个辅开关管、一个谐振电感、一个谐振电容、两个续流二极管、两个辅助分压电容和主辅两个变压器的原边，其中四个主开关管是IGBT器件，并与两个输入分压电容和两个箝位二极管组成中性点箝位型三电平电路，两个辅开关管是反向串联的MOSFET器件，并与谐振电容、两个续流二极管、两个辅助分压电容和辅变压器原边组成辅助支路；输出侧的两个变压器副边同向串联后与两个整流二极管和两个稳压电容共同组成倍压整流电路。四个IGBT能实现零电流开通和关断，两个MOSFET只需承受1/4的输入电压，且能实现零电压零电流开通和零电压关断。

Description

一种环保用双变压器型零电流谐振三电平直流变换器
技术领域
本发明涉及一种环保用双变压器型零电流谐振三电平直流变换器，属于电力电子技术领域，适用于高压直流大功率场合。
背景技术
太阳能和风能为主流的新能源发电在近些年得到了快速的发展，并且新能源的端口电压和功率呈现明显的上升趋势。比如，光伏电池板最大输出电压由1000V升高为1500V，而且目前市场上已经有1500V直流输出的光伏电池板了。随着不断增加的可再生能源的电力渗透，中高压直流输电在长远距离的电能传输中的应用越来越普遍。而相对于传统的交流电网，通过新能源发电接入直流电网可以省却多个换流环节，能够显著节约投资运营成本和降低运行损耗。因此，大功率DC/DC变换器作为新能源发电接入直流电网或者进行直流输电的核心环节，已经有了大量的研究。如传统的全桥变换器实现零电流软开关技术的辅助电路相对复杂，且只能实现滞后桥臂的零电流同时还存在环流等情况，且开关管的电压应力均为输入电压。谐振式直流变换器也能实现各种方式的软开关，但谐振直流变换器通常变频控制，导致在宽输出电压范围内，开关频率产生较大变化，使得开关管的损耗增加的同时磁性元件的设计难度也会上升。
发明内容
技术问题：本发明正是针对现有技术中存在的技术问题，提供一种双变压器型零电流谐振三电平直流变换器，该技术方案保证所有开关管电压应力为输入电压的一半的同时，能实现主开关管的零电流开通和关断，减小拓扑的开关损耗，采用的PWM控制技术也有利于降低磁性元件的设计。
技术方案：本发明的双变压器型零电流谐振三电平直流变换器，其特征在于，所述直流变换器包含直流电源(Vin)、两个输入分压电容(Cin1和Cin2)、四个主开关管(Q1～Q4)、两个辅开关管(Q5和Q6)、谐振电感(Lr)、谐振电容(Cr)、两个箝位二极管(Dc1和Dc2)、两个续流二极管(Df1和Df2)、主辅两个变压器(Tr1和Tr2)、两个辅助分压电容(Cd1和Cd2)、两个整流二极管(DR1和DR2)、两个输出稳压电容(Co1和Co2)；
所述第一输入分压电容(Cin1)和第二输入分压电容(Cin2)串联组成分压电路，且并联在直流电源(Vin)正负输出端；所述第一至第四主开关管为IGBT器件，且各自反并联一个二极管；所述第一开关管(Q1)至第四开关管(Q4)依次同向串联，然后正向并联在直流电源(Vin)正负输出端；所述谐振电感(Lr)和主变压器(Tr1)的原边绕组串联，该串联支路两端分别接于第二开关管(Q2)、第三开关管(Q3)的串联点(A)和第一输入分压电容(Cin1)、第二输入分压电容(Cin2)的串联点(B)，且主变压器(Tr1)原边绕组的同名端在靠近所述串联点(A)的一侧；第一箝位二极管(Dc1)的阳极和阴极分别接于所述串联点(B)和第一开关管(Q1)、第二开关管(Q2)的串联点(E)；第二箝位二极管(Dc2)的阴极和阳极则分别接于所述串联点(B)和第三开关管(Q3)、第四开关管(Q4)的串联点(F)；
所述第一续流二极管(Df1)和第二续流二极管(Df2)同向串联，且第一续流二极管(Df1)的阴极和第二续流二极管(Df2)的阳极分别与所述串联点(E)和串联点(F)相连；所述第五开关管(Q5)和第六开关管(Q6)为两个反向串联的MOSFET器件，且各自含有反并联一个体二极管和一个寄生电容；第五开关管(Q5)的漏极接于第一续流二极管(Df1)和第二续流二极管(Df2)的串联点(C)，第六开关管(Q6)的漏极接于第一辅助分压电容(Cd1)和第二辅助分压电容(Cd2)的串联点(D)；所述谐振电容(Cr)和辅变压器(Tr2)的原边绕组串联，该串联支路两端分别接于所述串联点(A)和串联点(C)，且辅变压器(Tr2)的原边绕组的同名端在靠近上述串联点(A)的一侧；
所述第一整流二极管(DR1)、第二整流二极管(DR2)、第一输出稳压电容(Co1)和第二输出稳压电容(Co2)组成倍压整流电路；所述主变压器(Tr1)的副边绕组和辅变压器(Tr2)的副边绕组同向串联后作为所述倍压整流电路的输入，主变压器(Tr1)的副边绕组的同名端和辅变压器(Tr2)的副边绕组的异名端分别为该输入的正和负。
作为本发明的一种改进，所述第一至第四主开关管(Q1～Q4)只需承受1/2的输入电压；所述第五和第六辅开关管(Q5和Q6)只需承受1/4的输入电压。
作为本发明的一种改进，所述主变压器的副边与原边匝比应显著大于辅变压器的副边与原边匝比，以此保证主变压器传输的功率为总功率的90％以上。
本发明的双变压器型零电流谐振三电平直流变换器的控制方法，其特征在于：
第一开关管(Q1)和第四开关管(Q4)驱动波形完全一样，第二开关管(Q2)和第三开关管(Q3)驱动波形完全一样，第一至第四开关管的驱动占空比恒为0.5，且第一开关管(Q1)与第二开关管(Q2)的驱动互补；
第五开关管(Q5)的开通起点与第一开关管(Q1)的开通起点相同，第六开关管(Q6)的开通起点与第二开关管(Q2)的开通起点相同；
第五开关管(Q5)和第六开关管(Q6)驱动的占空比相等，通过闭环控制来调节二者的占空比使电路达稳态。
有益效果：本发明实现了基础三电平电路所有IGBT的零电流开通和关断，而两个辅管MOSFET只需承受1/4的输入电压，且能实现零电压零电流开通和零电压关断，因显著降低了系统的开关损耗；另外，四个IGBT是固定占空比无需控制，因而系统的控制方法相对简单，采用PWM控制策略也有利于降低传统变频谐振变换器中磁性元件的设计难度。
附图说明
图1是本发明的双变压器型零电流谐振三电平直流变换器示意图；
图2是本发明的典型波形；
图3是主电路工作于模态一的电流通路图；
图4是主电路工作于模态二的电流通路图；
图5是主电路工作于模态三的电流通路图；
图6是主电路工作于模态四的电流通路图。
具体实施方式
如图1所示为本发明的双变压器型零电流谐振三电平直流变换器电路结构，所述直流变换器包含直流电源、第一和第二输入分压电容、第一至第四主开关管、第五和第六辅开关管、谐振电感、谐振电容、第一和第二箝位二极管、第一和第二续流二极管、主辅两个变压器、第一和第二辅助分压电容、第一和第二整流二极管、第一和第二输出稳压电容；Vin是直流电源，Cin1和Cin2是两个输入分压电容，Q1～Q4是四个主开关管IGBT器件且各自反并联一个二极管，Q5和Q6是两个辅开关管MOSFET器件且各自反并联一个体二极管和一个寄生电容，Lr和Cr分别是谐振电感和谐振电容，Dc1和Dc2是两个箝位二极管，Df1和Df2是两个续流二极管，Tr1和Tr2分别是主变压器和辅变压器，Cd1和Cd2是两个辅助分压电容，DR1和DR2是倍压整流电路中的两个整流二极管，Co1和Co2是倍压整流电路中的两个稳压电容。
由两个输入分压电容Cin1和Cin2串联组成的输入分压电路正向并联在直流电源Vin正负输出端，第一开关管Q1至第四开关管Q4依次同向串联，然后正向并联在直流电源Vin正负输出端；所述谐振电感Lr和主变压器Tr1的原边绕组串联，该串联支路两端分别接于第二开关管Q2、第三开关管Q3的串联点A和第一输入分压电容Cin1、第二输入分压电容Cin2的串联点B，且主变压器Tr1原边绕组的同名端在靠近所述串联点A的一侧；第一箝位二极管Dc1的阳极和阴极分别接于所述串联点B和第一开关管Q1、第二开关管Q2的串联点E；第二箝位二极管Dc2的阴极和阳极则分别接于所述串联点B和第三开关管Q3、第四开关管Q4的串联点F；第五开关管Q5和第六开关管Q6反向串联，且第五开关管Q5的漏极接于第一续流二极管Df1和第二续流二极管Df2的串联点C，而第六开关管Q6的漏极接于第一辅助分压电容Cd1和第二辅助分压电容Cd2的串联点D；谐振电容Cr和辅变压器Tr2的原边绕组串联，该串联支路两端分别接于串联点A和串联点C，且辅变压器Tr2的原边绕组的同名端在靠近串联点A的一侧；第一整流二极管DR1、第二整流二极管DR2、第一输出稳压电容Co1和第二输出稳压电容Co2组成倍压整流电路；主变压器Tr1的副边绕组和辅变压器Tr2的副边绕组同向串联后作为该倍压整流电路的输入。
下面以图1为主电路结构,结合图3～6叙述本发明的具体工作原理。本发明在不同负载时的工作原理相同。本发明的控制策略实施的具体方法如下：
Q1和Q4驱动波形完全一样，Q2和Q3驱动波形完全一样，Q1～Q4的驱动占空比恒为0.5，且Q1与Q2的驱动互补；Q5的开通起点与Q1的开通起点相同，Q6的开通起点与Q2的开通起点相同；Q5和Q6驱动的占空比相等，通过闭环控制来调节二者的占空比使电路达稳态。
图2是本发明的典型波形，根据电路的对称性，下面将只分析前半开关周期的工作模态。t0≤t＜t4为前半周期，包含的四个工作模态如下
如图3所示，模态一：t0≤t＜t1
t0时刻是一个新开关周期的起点，在所述t0时刻，主开关管Q2和Q3关断，主开关管Q1、Q4和辅开关管Q5开通。由于在t0时刻之前所有开关管和二极管中的电流都已降为零，所以Q2和Q3实现了零电流关断，Q1、Q4和Q5则为零电流开通。t0≤t＜t1时间区间内，输入侧电流分为两路：第一路从Cin1的正极出发，流经Q1、Q2、Lr和Tr1的原边，回到Cin1的负极，所以A和B两点间的电压vAB为输入电压0.5Vin；第二路从Cin1的正极出发，流经Q1、Q2、Cr、Tr2的原边、Q5、Q6的寄生电容，回到Cin1的负极，因为Q6两端的电压在t0时刻为0.25Vin，而且在本模态放电至零，所以A和C两点间的电压vAC是从0.5Vin下降至0.25Vin。本模态中，Lr与Cr和Q6的寄生电容三者一起谐振，Cr端电压vCr从最小值开始上升。输出侧电流流经DR1、Tr1和Tr2的副边，方向为从Tr1副边同名端流出。另外，流经Q1和Q2的电流为ip1、ip2两者之和。
如图4所示，模态二：t1≤t＜t2
t1时刻Q6两端的电压下降至零，ip2从Q6的体二极管流过而ip1的电流通路不变，因此，Lr只与Cr进行谐振，电流开始谐振上升。因此，在本模态里，vAB仍为0.5Vin而vAC为Cin1的端电压0.25Vin。输出侧电流谐振上升，电流方向和电流通路与模态一中相同。
如图5所示，模态三：t2≤t＜t3
t2时刻Q5关断，其余五个开关管状态保持不变。由于Q5和Q6各自并联的电容的存在，ip2在t1时刻给C5放电给C6充电，所以Q6是零电压关断。t2≤t＜t3时间区间内，ip1、ip2、iDR1均谐振下降，iDR2保持为零。输入侧第一路电流方向和电流通路与模态二中相同；第二路电流方向与模态二中相同，但由于Q5的关断，只在由Q2、Cr、Tr2的原边和续流二极管Df1组成的环路内流动。因此，在本模态里，vAB为0.5Vin，而vAC为零。输出侧电流谐振下降，电流方向和电流通路与模态二中相同。
如图6所示，模态四：t3≤t＜t4
t3时刻，所有六个开关管状态保持不变，ip1、ip2、iDR1均下降至零，iDR2也仍为零；t3≤t＜t4时间区间内，两个变压器和输入侧的六个开关管均无电流通过，输出侧也只由电容Co1和Co2向负载供电。在本模态里，vAB为0.5Vin，而vAC为零。t4时刻是上半个开关周期的结束点，也是下半个开关周期的起点。显然，Q1和Q2是零电流关断，Q3、Q4和Q6是零电流开通。另外，由于模态三和四中Q6的端电压已经为零，所以Q6实现了零电压零电流开通。
下半个开关周期与上述半个开关周期的分析类似。综上所述，Q1～Q4只需承受1/2的输入电压，且能够实现零电流的开通和关断；而Q5和Q6只需承受1/4的输入电压，且能够实现零电压零电流开通和零电压关断。
相对于传统的谐振变换器，本发明采用的控制策略较为简单，六个开关管中的四个主开关管是固定占空比无需控制，另外两个辅开关管采用脉宽调制，大大提高了系统的可靠性，也有利于降低传统变频谐振变换器中磁性元件的设计难度。本发明能实现四个主管IGBT的零电流开通和关断，且只需承受1/2的输入电压；两个辅管MOSFET只需承受1/4的输入电压，且能实现零电压零电流开通和零电压关断，因此本发明具有开关损耗小、效率高、控制简单等优点。
以上所述仅是本发明的优选实施方式，应当指出：对于本技术领域的普通技术人员来说，在不脱离本发明原理的前提下，还可以做出若干改进和润饰，这些改进和润饰也应视为本发明的保护范围。

Claims (4)

1.一种环保用双变压器型零电流谐振三电平直流变换器，其特征在于，所述直流变换器包含直流电源、第一和第二输入分压电容、第一至第四主开关管、第五和第六辅开关管、谐振电感、谐振电容、第一和第二箝位二极管、第一和第二续流二极管、主辅两个变压器、第一和第二辅助分压电容、第一和第二整流二极管、第一和第二输出稳压电容；
第一和第二输入分压电容为第一输入分压电容(Cin1)和第二输入分压电容(Cin2)；第一至第四主开关管为第一开关管(Q1)、第二开关管(Q2)、第三开关管(Q3)、第四开关管(Q4)；第五和第六辅开关管为第五开关管(Q5)和第六开关管(Q6)；第一和第二箝位二极管为第一箝位二极管(Dc1)和第二箝位二极管(Dc2)；第一和第二续流二极管为第一续流二极管(Df1)和第二续流二极管(Df2)；主辅两个变压器为主变压器(Tr1)和辅变压器(Tr2)；第一和第二辅助分压电容为第一辅助分压电容(Cd1)和第二辅助分压电容(Cd2)；第一和第二整流二极管为第一整流二极管(DR1)和第二整流二极管(DR2)；第一和第二输出稳压电容为第一输出稳压电容(Co1)和第二输出稳压电容(Co2)；
所述第一输入分压电容(Cin1)和第二输入分压电容(Cin2)串联组成分压电路，且并联在直流电源(Vin)正负输出端；所述第一至第四主开关管为IGBT器件，且各自反并联一个二极管；所述第一开关管(Q1)至第四开关管(Q4)依次同向串联，然后正向并联在直流电源(Vin)正负输出端；所述谐振电感(Lr)和主变压器(Tr1)的原边绕组串联，该串联支路两端分别接于第二开关管(Q2)、第三开关管(Q3)的串联点A和第一输入分压电容(Cin1)、第二输入分压电容(Cin2)的串联点B，且主变压器(Tr1)原边绕组的同名端在靠近所述串联点A的一侧；第一箝位二极管(Dc1)的阳极和阴极分别接于所述串联点B和第一开关管(Q1)、第二开关管(Q2)的串联点E；第二箝位二极管(Dc2)的阴极和阳极则分别接于所述串联点B和第三开关管(Q3)、第四开关管(Q4)的串联点F；
所述第一续流二极管(Df1)和第二续流二极管(Df2)同向串联，且第一续流二极管(Df1)的阴极和第二续流二极管(Df2)的阳极分别与所述串联点E和串联点F相连；所述第五开关管(Q5)和第六开关管(Q6)为两个反向串联的MOSFET器件，且各自含有反并联一个体二极管和一个寄生电容；第五开关管(Q5)的漏极接于第一续流二极管(Df1)和第二续流二极管(Df2)的串联点C，第六开关管(Q6)的漏极接于第一辅助分压电容(Cd1)和第二辅助分压电容(Cd2)的串联点D；所述谐振电容(Cr)和辅变压器(Tr2)的原边绕组串联，该串联支路两端分别接于所述串联点A和串联点C，且辅变压器(Tr2)的原边绕组的同名端在靠近上述串联点A的一侧；
所述第一整流二极管(DR1)、第二整流二极管(DR2)、第一输出稳压电容(Co1)和第二输出稳压电容(Co2)组成倍压整流电路；所述主变压器(Tr1)的副边绕组和辅变压器(Tr2)的副边绕组同向串联后作为所述倍压整流电路的输入，主变压器(Tr1)的副边绕组的同名端和辅变压器(Tr2)的副边绕组的异名端分别为该输入的正和负。
2.根据权利要求1所述的双变压器型零电流谐振三电平直流变换器，其特征在于，所述第一至第四主开关管(Q1～Q4)只需承受1/2的输入电压，所述第五和第六辅开关管(Q5和Q6)只需承受1/4的输入电压。
3.根据权利要求1所述的双变压器型零电流谐振三电平直流变换器，其特征在于，所述主变压器(Tr1)的副边与原边匝比显著大于辅变压器(Tr2)的副边与原边匝比。
4.如权利要求1所述的双变压器型零电流谐振三电平直流变换器的控制方法，其特征在于：(1)第一开关管(Q1)和第四开关管(Q4)驱动波形完全一样，第二开关管(Q2)和第三开关管(Q3)驱动波形完全一样，第一至第四主开关管的驱动占空比恒为0.5，且第一开关管(Q1)与第二开关管(Q2)的驱动互补；
(2)第五开关管(Q5)的开通起点与第一开关管(Q1)的开通起点相同，第六开关管(Q6)的开通起点与第二开关管(Q2)的开通起点相同；
(3)第五开关管(Q5)和第六开关管(Q6)驱动的占空比相等，通过闭环控制来调节二者的占空比使电路达稳态。
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