CN110445392B - 一种交错并联双管正激变换器及其调制策略 - Google Patents

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Abstract

本发明提供一种交错并联双管正激变换器及其调制策略，涉及变换器技术领域。本发明包括变换器包括第一双管正激变换器、第二双管正激变换器、无源辅助回路、滤波电路、负载电路和直流电源。本发明采用移相PWM调制策略，第一双管正激变换器与第二双管正激变换器相位互差180°电角度互补运行。本发明可实现交错并联双管正激变换器第一、第二主开关管的ZVZCS开通和准ZVS关断以及第三、第四主开关管准ZCS开通和近似ZCS关断。该发明有效缩短变换器一次侧电流复位时间，降低了环流损耗，降低了整流二极管的反向恢复损耗。

Description

一种交错并联双管正激变换器及其调制策略
技术领域
本发明涉及变换器技术领域，尤其涉及一种基于无源辅助谐振回路的交错并联双管正激变换器及其零电压零电流软开关的PWM调制策略。
背景技术
DC/DC变换器是将直流电变为另一固定电压或可调电压的直流电的电能变换器。DC/DC变换器按照隔离情况可分为非隔离型DC/DC变换器(又称“斩波电路”)和隔离型DC/DC变换器。隔离型DC/DC变换器因其安全性高、输出电压范围宽而被广泛运用。正激变换器是一种经典的隔离型DC/DC变换器，在小功率电源应用场合，正激变换器仍然是工业应用的主力。正激变换器与Buck斩波电路相比，具有输入端与输出端隔离的功能，还拓宽了电压调节范围。但是传统的正激变换器须要外加磁复位回路，这不仅增加了回路的复杂程度与设计成本，而且辅助回路会增加变换器功率元件的电压应力。为了保证正激变换器能够实现可靠的磁复位，变换器的输出占空比必须小于0.5，导致直流母线电压利用率不高，同时还限制了变换器的电压调节范围。另外，传统的正激变换器功率元件的电压应力高，对于功率半导体场效应晶体管(Power MOSFETs)而言，额定电压高的场效应晶体管通常具有高输入阻抗，这会产生很高的导通损耗。
双管正激变换器在传统正激变换器的基础上增加了一个开关管和两个励磁复位二极管，不仅有效地将开关管的电压应力降至输入直流电压值，而且可以实现自动磁复位，无须外加磁复位回路。但是双管正激变换器的输出占空比依然须要小于0.5。
并联功率级是工业应用中的一种常用技术，能够分散变换器磁性元件的功率损耗和热应力，分散功率半导体器件中的损耗和热应力，提高变换器的功率等级和功率密度。并联的结构有助于提高开关电源的频率，减小磁性元件的体积。交错并联结构是并联结构的一种变形，并联的两个功率级以180°的移相角工作，利用谐波消去作用减小输出电压电流纹波，提高输出电压电流脉动频率，从而可以大大减小输出滤波器的体积。
交错并联结构应用于双管正激变换器，构成了交错并联双管正激变换器。这种变换器是将两路完全相同的双管正激变换器在直流输入侧和输出整流二极管之间并联，在一个开关周期内两路双管正激变换器交替工作，相对于双管正激变换器，交错并联双管正激变换器的输出占空比提高了一倍，有效提高了直流母线电压的利用率，拓宽了输出电压调节范围。这种交错并联结构的变换器不仅保留了双管正激变换器开关管电压应力低以及自动磁复位的优点，还提高了输出端电压、电流频率，有助于降低输出电压、电流纹波，从而减小输出滤波器的体积。此外，并联的结构可以分散磁性元件，从而可以降低功率变换器的功率损耗和热应力，提高变换器的电能变换效率。但是传统的交错并联双管正激变换器工作在硬开关状态，如图1所示，在高频工作环境下会产生巨大的开关损耗，不仅影响开关管的运行状态和使用寿命，还会带来噪音污染和电磁干扰的问题。
“IEEE Transactions on Power Electronics”2002年第17卷第3期公开了“一种的降低导通损耗的ZVZCS软开关PWM DC/DC变换器”，如图2所示，采用移相调制策略，对传统交错并联双管正激变换器的原边回路进行等效，输出端使用耦合电感作为输出低通滤波器，不需要添加任何辅助回路，可以快速复位原边电流，降低环流损耗，实现所有开关管的软开关动作。但是原边电流复位速度受耦合电感的变比控制，在重载情况下，为实现原边电流的快速复位，必须增加耦合电感的变比，这会增加功率元件的电压应力，还会加重整流二极管和续流二极管上的寄生震荡问题。为了抑制寄生震荡，须要在变压器二次侧串联饱和电抗器。然而，饱和铁芯会带来额外的损耗以及发热。因此，该变换器无法适用多种功率场合。
发明内容
本发明要解决的技术问题是针对上述现有技术的不足，提供一种交错并联双管正激变换器及其调制策略，实现了超前管的ZVZCS开通和ZVS关断以及滞后管的ZCS开通与关断，有效缩短变换器一次侧电流复位时间，降低了环流损耗，降低了整流二极管的反向恢复损耗，有效消除了整流二极管中的寄生振荡以及瞬时过电压，此外，辅助回路的环流大小可以根据负载自动调节，有利于提高变换器在轻载时的效率。
为解决上述技术问题，本发明所采取的技术方案是：
一方面，本发明提供一种交错并联双管正激变换器，包括：第一双管正激变换器、第二双管正激变换器、无源辅助回路、滤波电路、负载电路和直流电源；
所述第一双管正激变换器包括第一主开关管、第四主开关管、第二励磁复位二极管、第四励磁复位二极管、第一开关管并联电容、第二高频变压器、第二整流二极管；所述第二高频变压器包括第二高频变压器一次侧绕组与第二高频变压器二次侧绕组；
所述第二双管正激变换器包括第二主开关管、第三主开关管、第一励磁复位二极管、第三励磁复位二极管、第二开关管并联电容、第一高频变压器、第一整流二极管；所述第一高频变压器包括第一高频变压器一次侧绕组与第一高频变压器二次侧绕组；
所述无源辅助回路包括耦合电感第一线圈、耦合电感第二线圈、缓冲电容、第一辅助二极管、第二辅助二极管以及续流二极管；
所述滤波电路包括滤波电容、耦合电感第一线圈；
所述第一主开关管的漏极分别连接直流电源的正极、第三主开关管的漏极、以及第四励磁复位二极管的阴极；所述第一主开关管的源极分别连接第二主开关管的漏极、第二高频变压器一次侧绕组的同名端；所述第一开关管并联电容并联在第一主开关管两端；所述第四主开关管的漏极分别连接第四励磁复位二极管的阳极与第二高频变压器一次侧绕组的异名端；所述第四主开关管的源极分别连接直流电源的负极、第二主开关管的源极以及第三励磁复位二极管的阳极；所述第二励磁复位二极管反并联在第二主开关管的两端；所述第二高频变压器一次侧绕组的同名端与第一高频变压器一次侧绕组的异名端连接；所述第二高频变压器二次侧绕组的同名端与第二整流二级管的阳极连接；所述第二高频变压器二次侧绕组的异名端分别连接第一高频变压器的异名端、续流二极管的阳极、第二辅助二极管的阳极以及滤波电容的一端；所述第二整流二极管的阴极与第一整流二极管的阴极连接；
所述第二主开关管的漏极分别连接第一高频变压器一次侧绕组的异名端以及第一主开关管的源极；所述第二主开关管的源极分别连接直流电源的负极、第三励磁复位二极管的阳极以及第四主开关管的源极；所述第三主开关管的漏极分别连接直流电源的正极、第一主开关管的漏极、第四励磁复位二极管的阴极；所述第三主开关管的源极分别连接第三励磁复位二极管的阴极以及第一高频变压器一次侧绕组的同名端；所述第一励磁复位二极管反并联在第一主开关管的两端；所述第二开关管并联电容并联在第二主开关管的两端；所述第一高频变压器一次绕组的侧异名端与第二高频变压器一次侧绕组的同名端连接；所述第一高频变压器二次侧绕组的同名端与第一整流二极管的阳极连接；所述第一高频变压器二次侧绕组的异名端分别连接第二高频变压器二次侧绕组异名端、续流二极管的阳极、第二辅助二极管以及滤波电容的一端；所述第一整流二极管的阴极与第二整流二极管的阴极连接；
所述耦合电感第一线圈的同名端分别连接耦合电感第二线圈异名端、第一整流二极管的阴极以及第二整流二极管的阴极；所述耦合电感第一线圈的异名端分别连接第一辅助二极管的阴极以及滤波电容的一端；所述耦合电感第二线圈的同名端分别连接缓冲电容的一端以及续流二极管的阴极；所述缓冲电容的一端分别连接第一辅助二极管的阳极和第二辅助二极管的阴极，所述缓冲电容的另一端分别连接续流二极管的阴极以及耦合电感第二线圈的同名端；所述第一辅助二极管的阳极分别连接缓冲电容的一端以及第二辅助二极管的阴极；所述第二辅助二极管的阳极分别连接续流二极管的阳极、第二高频变压器二次侧绕组的异名端、第一高频变压器二次侧绕组的异名端以及滤波电容的一端；
所述滤波电容的一端连接耦合电感第一线圈的异名端以及第一辅助二极管的阴极；滤波电容的另一端分别连接第二辅助二极管的阳极、续流二极管的阳极；
所述负载电路为电阻性负载，所述的电阻性负载与滤波电容并联；
所述直流电源的正极分别连接第一主开关管与第三主开关管的漏极，直流电源的负极分别连接第二主开关管与第四主开关管的源极。
所述第一主开关管、第二主开关管、第三主开关管、第四主开关管均采用全控开关器件。
所述第一励磁复位二极管、第二励磁复位二极管分别为所述第一主开关管、第二主开关管的寄生反并联二极管。
所述第三励磁复位二极管、第四励磁复位二极管、第一辅助二极管、第二辅助二极管、第一整流二极管、第二整流二极管、续流二极管均为快速恢复二极管或高频二极管。
所述直流电源为直流电压源。
另一方面，本发明提供一种交错并联双管正激变换器的调制策略，通过所述的一种交错并联双管正激变换器实现，包括如下步骤：
步骤1：交错并联双管正激变换器的第一主开关管和第二主开关管的相位互差180°电角度互补导通，第三主开关管和第四主开关管的相位互差180°电角度互补导通，各主开关管导通时间为ton，各主开关管的开关周期为Ts，第一主开关管与第二主开关管、第三主开关管与第四主开关管的触发信号均为相位差为180°电角度的带死区时间td的PWM信号；第一主开关管与第四主开关管之间相差的关断延迟时间为tδ，第二主开关管与第三主开关管之间相差的关断延迟时间为tδ；当第一主开关管、第四主开关管以及第二整流二极管同时导通并且续流二极管截止时，第二高频变压器一次侧绕组两端的电压等于直流输入电压E；当第二主开关管、第三主开关管以及第一整流二极管同时导通并且续流二极管截止时，第一高频变压器一次侧绕组两端的电压等于直流输入电压E；
步骤2：设计死区时间td；死区时间需大于第一开关管并联电容C1和第二开关管并联电容C2的能量转换时间tr，以实现第一主开关管S1和第二主开关管S2的零电压开关(ZVS)；
Figure GDA0002761744090000041
其中，Cj为第j开关管并联电容的电容值，j＝{1,2}，E为直流电源，I0为输出电流，m为耦合电感第一线圈与耦合电感第二线圈匝数比，Ls为变压器漏感，NT为变压器变比，V0为输出电压；
所属死区时间td需满足以下条件：
tr<td<0.5Ts
步骤3：设计关断延迟时间tδ；为了实现第三主开关管S3和第四主开关管S4的零电流关断(ZCS)，关断延迟时间tδ需大于原边电流复位时间treset；
Figure GDA0002761744090000051
其中，Cs为缓冲电容的电容值；
步骤4：根据步骤2得到的死区时间td和步骤3得到的关断延迟时间tδ能够实现基于无源辅助谐振回路的交错并联双管正激变换器在一个开关周期中的20种开关模式。
采用上述技术方案所产生的有益效果在于：本发明提供的一种交错并联双管正激变换器及其调制策略，本发明中变换器的开关器件均为全控开关器件，这样开关电路可由控制电路直接控制；本发明可以实现所述变换器第一主开关管和第二主开关管的ZVS关断以及ZVZCS开通，第三主开关管和第四主开关管的ZCS开通以及近似ZCS关断；通过调节主开关管占空比，可以改变输出电压值；本发明利用无源辅助回路可以实现变换器原边电流的快速复位，从而降低环流损耗，同时实现第三主开关管和第四主开关管的ZCS关断。通过增加耦合电感的变比，可以更容易实现第三主开关管和第四主开关管的ZCS控制。此外，利用缓冲电容的充电过程吸收变压器漏感中的能量，从而有效消除整流二极管中的寄生振荡和瞬时过电压问题；并且所述辅助回路的环流大小会随着负载的变化而自动调节，有利于提高变换器在轻负载时的效率。
附图说明
图1为传统硬开关交错并联双管正激变换器的电路图；
图2为一种的降低导通损耗的ZVZCS软开关PWM DC/DC变换器；
图3为本发明实施例提供的一种基于无源辅助谐振回路的交错并联双管正激变换器原理图；
图4为本发明实施例提供的一种基于无源辅助谐振回路的交错并联双管正激变换器的调制策略波形图；
图5为本发明实施例提供的一种基于无源辅助谐振回路的交错并联双管正激变换器在PWM调制策略下的特征工作波形图；
图6(a)为本发明实施例提供的一种基于无源辅助谐振回路的交错并联双管正激变换器在其调制策略下各工作模式等效电路图(Mode1)模式1等效电路图；
图6(b)为本发明实施例提供的一种基于无源辅助谐振回路的交错并联双管正激变换器在其调制策略下各工作模式等效电路图(Mode2)模式2等效电路图；
图6(c)为本发明实施例提供的一种基于无源辅助谐振回路的交错并联双管正激变换器在其调制策略下各工作模式等效电路图(Mode3)模式3等效电路图；
图6(d)为本发明实施例提供的一种基于无源辅助谐振回路的交错并联双管正激变换器在其调制策略下各工作模式等效电路图(Mode4)模式4等效电路图；
图6(e)为本发明实施例提供的一种基于无源辅助谐振回路的交错并联双管正激变换器在其调制策略下各工作模式等效电路图(Mode5)模式5等效电路图；
图6(f)为本发明实施例提供的一种基于无源辅助谐振回路的交错并联双管正激变换器在其调制策略下各工作模式等效电路图(Mode6)模式6等效电路图；
图6(g)为本发明实施例提供的一种基于无源辅助谐振回路的交错并联双管正激变换器在其调制策略下各工作模式等效电路图(Mode7)模式7等效电路图；
图6(h)为本发明实施例提供的一种基于无源辅助谐振回路的交错并联双管正激变换器在其调制策略下各工作模式等效电路图(Mode8)模式8等效电路图；
图6(i)为本发明实施例提供的一种基于无源辅助谐振回路的交错并联双管正激变换器在其调制策略下各工作模式等效电路图(Mode9)模式9等效电路图；
图6(j)为本发明实施例提供的一种基于无源辅助谐振回路的交错并联双管正激变换器在其调制策略下各工作模式等效电路图(Mode10)模式10等效电路图；
图7为本发明实施例提供的一种基于无源辅助谐振回路的交错并联双管正激变换器在其调制策略下第一主开关管S1的电压和电流的仿真波形图，其中，a为第一主开关管S1关断时的电压和电流的仿真波形图，b为第一主开关管S1开通时电压和电流的仿真波形图；
图8为本发明实施例提供的一种基于无源辅助谐振回路的交错并联双管正激变换器在其调制策略下第二主开关管S2的电压和电流的仿真波形图，其中，a为第二主开关管S2关断时电压和电流的仿真波形图，b为第二主开关管S2开通时电压和电流的仿真波形图；
图9为本发明实施例提供的一种基于无源辅助谐振回路的交错并联双管正激变换器在其调制策略下第三主开关管S3的电压和电流的仿真波形图，其中，a为第三主开关管S3关断时电压和电流的仿真波形图，b为第三主开关管S3开通时电压和电流的仿真波形图；
图10为本发明实施例提供的一种基于无源辅助谐振回路的交错并联双管正激变换器在其调制策略下第四主开关管S4的电压和电流的仿真波形图，其中，a为第四主开关管S4关断时电压和电流的仿真波形图，b为第四主开关管S4开通时电压和电流的仿真波形图；
图11为本发明实施例提供的一种基于无源辅助谐振回路的交错并联双管正激变换器在其调制策略下第一励磁复位二极管D1的电压和电流的仿真波形图，其中，a为第一励磁复位二极管D1开通时电压和电流的仿真波形图，b为第一励磁复位二极管D1关断时电压和电流的仿真波形图；
图12为本发明实施例提供的一种基于无源辅助谐振回路的交错并联双管正激变换器在其调制策略下第二励磁复位二极管D2的电压和电流的仿真波形图，其中，a为第二励磁复位二极管D2开通时电压和电流的仿真波形图，b为第二励磁复位二极管D2关断时电压和电流的仿真波形图；
图13为本发明实施例提供的一种基于无源辅助谐振回路的交错并联双管正激变换器在其调制策略下第三励磁复位二极管D3的电压和电流的仿真波形图，其中，a为第三励磁复位二极管D3开通时电压和电流的仿真波形图，b为第三励磁复位二极管D3关断时电压和电流的仿真波形图；
图14为本发明实施例提供的一种基于无源辅助谐振回路的交错并联双管正激变换器在其调制策略下第四励磁复位二极管D4的电压和电流的仿真波形图，其中，a为第四励磁复位二极管D4开通时电压和电流的仿真波形图，b为第四励磁复位二极管D4关断时电压和电流的仿真波形图；
图15为本发明实施例提供的一种基于无源辅助谐振回路的交错并联双管正激变换器在其调制策略下第一整流二极管D5的电压和电流的仿真波形图，其中，a为第一整流二极管D5开通时电压和电流的仿真波形图，b为第一整流二极管D5关断时电压和电流的仿真波形图；
图16为本发明实施例提供的一种基于无源辅助谐振回路的交错并联双管正激变换器在其调制策略下第二整流二极管D6的电压和电流的仿真波形图，其中，a为第二整流二极管D6开通时电压和电流的仿真波形图，b为第二整流二极管D6关断时电压和电流的仿真波形图；
图17为本发明实施例提供的一种基于无源辅助谐振回路的交错并联双管正激变换器在其调制策略下续流二极管Df的电压和电流的仿真波形图，其中，a为续流二极管Df关断时电压和电流的仿真波形图，b为续流二极管Df开通时电压和电流的仿真波形图；
图18为本发明实施例提供的一种基于无源辅助谐振回路的交错并联双管正激变换器在其调制策略下第一辅助二极管Ds1的电压和电流的仿真波形图，其中，a为第一辅助二极管Ds1开通时电压和电流的仿真波形图，b为第一辅助二极管Ds1关断时电压和电流的仿真波形图；
图19为本发明实施例提供的一种基于无源辅助谐振回路的交错并联双管正激变换器在其调制策略下第二辅助二极管Ds2的电压和电流的仿真波形图，其中，a为第二辅助二极管Ds2开通时电压和电流的仿真波形图，b为第二辅助二极管Ds2关断时电压和电流的仿真波形图。
具体实施方式
下面结合附图和实施例，对本发明的具体实施方式作进一步详细描述。以下实施例用于说明本发明，但不用来限制本发明的范围。
本实施例的方法如下所述。
一种交错并联双管正激变换器，如图3所示，包括：第一双管正激变换器、第二双管正激变换器、无源辅助回路、滤波电路、负载电路和直流电源E；
所述第一双管正激变换器包括第一主开关管S1、第四主开关管S4、第二励磁复位二极管D2、第四励磁复位二极管D4、第一开关管并联电容C1、第二高频变压器T2、第二整流二极管D6；所述第二高频变压器T2包括第二高频变压器一次侧绕组与第二高频变压器二次侧绕组；
所述第二双管正激变换器包括第二主开关管S2、第三主开关管S3、第一励磁复位二极管D1、第三励磁复位二极管D3、第二开关管并联电容C2、第一高频变压器T1、第一整流二极管D5；所述第一高频变压器T1包括第一高频变压器一次侧绕组与第一高频变压器二次侧绕组；
所述无源辅助回路包括耦合电感第一线圈Ld1、耦合电感第二线圈Ld2、缓冲电容Cs、第一辅助二极管Ds1、第二辅助二极管Ds2以及续流二极管Df；
所述滤波电路包括滤波电容C0、耦合电感第一线圈Ld1；
所述第一主开关管S1的漏极分别连接直流电源E的正极、第三主开关管S3的漏极、以及第四励磁复位二极管D4的阴极；所述第一主开关管S1的源极分别连接第二主开关管S2的漏极、第二高频变压器一次侧绕组的同名端；所述第一开关管并联电容C1并联在第一主开关管S1两端；所述第四主开关管S4的漏极分别连接第四励磁复位二极管D4的阳极与第二高频变压器一次侧绕组的异名端；所述第四主开关管S4的源极分别连接直流电源E的负极、第二主开关管S2的源极以及第三励磁复位二极管D3的阳极；所述第二励磁复位二极管D2反并联在第二主开关管S2的两端；所述第二高频变压器一次侧绕组的同名端与第一高频变压器一次侧绕组的异名端连接；所述第二高频变压器二次侧绕组的同名端与第二整流二级管D6的阳极连接；所述第二高频变压器二次侧绕组的异名端分别连接第一高频变压器的异名端、续流二极管Df的阳极、第二辅助二极管Ds2的阳极以及滤波电容C0的一端；所述第二整流二极管D6的阴极与第一整流二极管D5的阴极连接；
所述第二主开关管S2的漏极分别连接第一高频变压器一次侧绕组的异名端以及第一主开关管S1的源极；所述第二主开关管S2的源极分别连接直流电源E的负极、第三励磁复位二极管D3的阳极以及第四主开关管S4的源极；所述第三主开关管S3的漏极分别连接直流电源E的正极、第一主开关管S1的漏极、第四励磁复位二极管D4的阴极；所述第三主开关管S3的源极分别连接第三励磁复位二极管D3的阴极以及第一高频变压器一次侧绕组的同名端；所述第一励磁复位二极管D1反并联在第一主开关管S1的两端；所述第二开关管并联电容C2并联在第二主开关管S2的两端；所述第一高频变压器一次侧绕组的异名端与第二高频变压器一次侧绕组的同名端连接；所述第一高频变压器二次侧绕组的同名端与第一整流二极管D5的阳极连接；所述第一高频变压器二次侧绕组的异名端分别连接第二高频变压器二次侧绕组异名端、续流二极管Df的阳极、第二辅助二极管Ds2以及滤波电容C0的一端；所述第一整流二极管D5的阴极与第二整流二极管D6的阴极连接；
所述耦合电感第一线圈Ld1的同名端分别连接耦合电感第二线圈Ld2的异名端、第一整流二极管D5的阴极以及第二整流二极管D6的阴极；所述耦合电感第一线圈Ld1的异名端分别连接第一辅助二极管Ds1的阴极以及滤波电容C0的一端；所述耦合电感第二线圈Ld2的同名端分别连接缓冲电容Cs的一端以及续流二极管Df的阴极；所述缓冲电容Cs的一端分别连接第一辅助二极管Ds1的阳极和第二辅助二极管Ds2的阴极，所述缓冲电容Cs的另一端分别连接续流二极管Df的阴极以及耦合电感第二线圈Ld2的同名端；所述第一辅助二极管Ds1的阳极分别连接缓冲电容Cs的一端以及第二辅助二极管Ds2的阴极；所述第二辅助二极管Ds2的阳极分别连接续流二极管Df的阳极、第二高频变压器二次侧绕组的异名端、第一高频变压器二次侧绕组的异名端以及滤波电容C0的一端；
所述滤波电容C0的一端连接耦合电感第一线圈Ld1的异名端以及第一辅助二极管Ds1的阴极；滤波电容C0的另一端分别连接第二辅助二极管Ds2的阳极、续流二极管Df的阳极；
所述负载电路为电阻性负载，所述的电阻性负载R0与滤波电容C0并联；
所述直流电源E的正极分别连接第一主开关管S1与第三主开关管S3的漏极，直流电源E的负极分别连接第二主开关管S2与第四主开关管S4的源极。
所述第一主开关管S1、第二主开关管S2、第三主开关管S3、第四主开关管S4均采用全控开关器件。
所述第一励磁复位二极管D1、第二励磁复位二极管D2分别为所述第一主开关管S1、第二主开关管S2的寄生反并联二极管。
所述第三励磁复位二极管D3、第四励磁复位二极管D4、第一辅助二极管Ds1、第二辅助二极管Ds2、第一整流二极管D5、第二整流二极管D6、续流二极管Df均为快速恢复二极管或高频二极管。
所述直流电源为直流电压源。
所述两路双管正激变换器中第一主开关管S1、第二主开关管S2、第三主开关管S3、第四主开关管S4的栅极与源极均通过驱动电路与现有的控制电路相连接，由控制电路发出的信号控制上述各开关管的开通与关断；通过调制策略提供控制电路的信号发生规则；
交错并联双管正激变换器适用于多种直流变换场合，在工业生产、交通运输、通信系统、电力系统、新能源系统、各种电源系统、航空航天等领域均可发挥重要作用。
本发明为一种基于无源辅助谐振回路的交错并联双管正激变换器，在高频变压器二次侧添加无源辅助谐振回路，可以实现所有主开关管的软开关，利用无源辅助谐振回路实现高频变压器一次侧电流的快速复位，从而有效降低了高频变压器一次侧的环流损耗，同时实现第三、第四主开关管的ZCS关断；通过增加耦合电感的变比，能够更容易实现变换器第三、第四主开关管的ZCS控制；该变换器能够利用缓冲电容的充电过程以及电压箝位作用有效消除高频变压器二次侧整流二极管的寄生震荡以及瞬时过电压问题；辅助回路的环流大小可以根据负载的情况自动调节，有利于提高轻载时的变换器效率；该变换器可以在全负载范围内保持高电能变换效率。
另一方面，本发明提供一种交错并联双管正激变换器的调制策略，如图4所示，通过所述的一种交错并联双管正激变换器实现，包括如下步骤：
步骤1：交错并联双管正激变换器的第一主开关管S1和第二主开关管S2的相位互差180°电角度互补导通，第三主开关管S3和第四主开关管S4的相位互差180°电角度互补导通，各主开关管导通时间为ton，各主开关管的开关周期为Ts，第一主开关管S1与第二主开关管S2、第三主开关管S3与第四主开关管S4的触发信号均为相位差为180°电角度的带死区时间td的PWM信号；第一主开关管S1与第四主开关管S4之间相差的关断延迟时间为tδ，第二主开关管S2与第三主开关管S3之间相差的关断延迟时间为tδ；当第一主开关管S1、第四主开关管S4以及第二整流二极管D6同时导通并且续流二极管Df截止时，第二高频变压器一次侧绕组两端的电压等于直流输入电压E；当第二主开关管S2、第三主开关管S3以及第一整流二极管D5同时导通并且续流二极管Df截止时，第一高频变压器一次侧绕组两端的电压等于直流输入电压E；
步骤2：设计死区时间td；死区时间需大于第一开关管并联电容C1和第二开关管并联电容C2的能量转换时间tr，以实现第一主开关管S1和第二主开关管S2的零电压开关(ZVS)；
Figure GDA0002761744090000111
其中，Cj为第j开关管并联电容的电容值，j＝{1,2}，E为直流电源，I0为输出电流，m为耦合电感第一线圈与耦合电感第二线圈匝数比，Ls为变压器漏感，Ls＝Ls1＝Ls2，所述Ls1代表第一高频变压器的漏感，Ls2代表第二高频变压器的漏感，NT为变压器变比，V0为输出电压；
所属死区时间td需满足以下条件：
tr<td<0.5Ts
步骤3：设计关断延迟时间tδ；为了实现第三主开关管S3和第四主开关管S4的零电流关断(ZCS)，关断延迟时间tδ需大于原边电流复位时间treset；
Figure GDA0002761744090000121
其中，Cs为缓冲电容的电容值；
所述关断延迟时间tδ需满足以下条件：
treset+tr<tδ<0.5(1-D)Ts
其中，D为占空比；
步骤4：根据步骤2得到的死区时间td和步骤3得到的关断延迟时间tδ能够实现基于无源辅助谐振回路的交错并联双管正激变换器在一个开关周期中的20种开关模式。
本实施方式中，直流电源E采用将交流电整流后得到相对平稳的直流电，将该直流电输入到本实施例提供的一种基于无源辅助谐振回路的交错并联双管正激变换器中进行电能变换，具体电能变换过程如下所示：
当第一主开关管S1与第四主开关管S4以及第二整流二极管D6同时导通且续流二极管Df关断的时候，第二高频变压器一次侧绕组两端电压为直流电源电压E，第一双管正激变换器向负载传递能量；当第一主开关管S1关断后，由于第一开关管并联电容C1的作用，第一主开关管S1可以实现ZVS关断。在无源辅助谐振回路和变压器漏感的谐振作用下，高频变压器一次侧绕组电流快速复位，当第二高频变压器T2一次侧绕组电流复位至励磁电流之后，关断第四主开关管S4，由于流过第四主开关管S4的电流仅为很小的励磁电流，因此第四主开关管S4可以实现近似ZCS关断；第四主开关管S4关断后，第二高频变压器T2的励磁电感通过第二励磁复位二极管D2和第四励磁复位二极管D4向电源回馈能量，实现第二高频变压器T2的励磁电感的磁复位，由于第二励磁复位二极管D2反并联在第二主开关管S2的两端，因此为第二主开关管S2的ZVS开通创造了条件；在第三主开关管S3导通后，由于变压器漏感的作用，能够实现第三主开关管S3的ZCS开通。同理，当第二主开关管S2与第三主开关管S3以及第一整流二极管D5同时导通且续流二极管Df关断的时候，第一高频变压器T1一次侧绕组两端电压为直流电源电压E，第二双管正激变换器向负载传递能量。当第二主开关管S2关断后，由于第二开关管并联电容C2的作用，第二主开关管S2可以实现ZVS关断。在无源辅助谐振回路和变压器漏感的谐振作用下，高频变压器一次侧绕组电流快速复位，当第一高频变压器T1一次侧绕组电流复位至励磁电流之后，关断第三主开关管S3，由于流过第三主开关管S3的电流仅为很小的励磁电流，因此第三主开关管S3可以实现近似ZCS关断。第三主开关管S3关断后，第一高频变压器的励磁电感通过第一励磁复位二极管D1和第三励磁复位二极管D3向电源回馈能量，实现第一高频变压器的励磁电感的磁复位，由于第一励磁复位二极管D1反并联在第一主开关管S1的两端，因此为第一主开关管S1的ZVS开通创造了条件。在第四主开关管S4导通后，由于变压器漏感的作用，能够实现第四主开关管S4的ZCS开通。
下面以其在开关电源系统中的应用为例，分析本实施方式的交错并联双管正激变换器的工作过程。
整个变换器在一个开关周期中有20种开关模式，[t0-t10]为前半周期，[t10-t20]为后半周期，其中
Figure GDA0002761744090000131
代表时间，
Figure GDA0002761744090000132
前后两个半周的工作模式是对称的，下面对[t0-t10]的前半周期10个工作模式进行介绍；等效电路图如图6(a)至图6(j)所示，其中的灰色线条表示在对应模式下不动作，该模式只包含黑色实线的回路。为简化分析，作如下假设：(1)所有器件均为理想工作状态；(2)第一开关管并联电容C1与第二开关管并联电容C2相等；(3)高频变压器一次侧和二次侧绕组匝数分别为Np、Ns，其变压器变比为NT＝Np/Ns；(4)第一高频变压器T1的励磁电感与第二高频变压器T2的励磁电感大小相等，并且认为励磁电感足够大，在并联电容充放电期间励磁电流保持不变；(5)耦合式输出电感的两个线圈Ld1和Ld2是紧密耦合的，匝数分别为n1和n2，其匝数比为m＝n2/n1，Ld1足够大，使流过Ld1的电流是连续的；(6)输出滤波电感Co足够大，可视其为电压源；
下面对各开关模式的工作情况进行具体分析：
在t0时刻前，高频变压器一次侧的第一主开关管S1、第四主开关管S4以及第二整流二极管D6处于导通状态，第二主开关管S2、第三主开关管S3处于关断状态，D1～D5、Ds1、Ds2、Df均被反向偏置；并联电容C1、C2的电压分别为0和E；缓冲电容Cs的电压为VCs-max；直流电源通过第二高频变压器向负载传递能量；
开关模式1：t0-t1如图6(a)所示，t0时刻，第一主开关管S1关断，第一开关管并联电容C1线性充电，同时第二开关管并联电容C2线性放电，第二高频变压器二次侧绕组整流电压vd以及耦合电感第二线圈的电压
Figure GDA0002761744090000133
随之线性减小；由于Ld1和第二高频变压器的励磁电感Lm2足够大，因此在该模式期间认为
Figure GDA0002761744090000134
和
Figure GDA0002761744090000135
保持不变；由于缓冲电容Cs足够大，因此缓冲电容Cs的电压在该模式期间维持在最大值VCs-max；当第二高频变压器二次侧整流电压vd减小到VCs-max-
Figure GDA0002761744090000136
时，第二辅助二极管Ds2导通，模式1结束。
开关模式2：t1-t2如图6(b)所示，t1时刻，第二辅助二极管Ds2导通；在该模式期间认为缓冲电容Cs的电压维持在VCs-max，励磁电流iLm2保持不变；在第二高频变压器二次侧整流电压vd的箝位作用下，变压器漏感与开关管并联电容C1、C2发生谐振，第一开关管并联电容C1谐振充电，第二开关管并联电容C2谐振放电；当第一开关管并联电容C1的电压上升至E，第二开关管并联电容C2的电压下降至0，第二高频变压器二次侧电压下降至0，第二励磁复位二极管D2导通，模式2结束。
开关模式3：t2-t3如图6(c)所示，t2时刻，第二励磁复位二极管D2导通，将S2两端的电压箝位在0，第二高频变压器一次侧绕组电流通过第四主开关管S4和第二励磁复位二极管D2环流，励磁电流iLm2继续保持不变，缓冲电容Cs与变压器漏感发生谐振，第二高频变压器一次侧绕组电流快速谐振下降，第二高频变压器二次侧整流电流
Figure GDA0002761744090000141
也快速谐振下降，缓冲电容Cs的电压谐振下降；当缓冲电容Cs的电压下降至0时，第二辅助二极管Ds2关断，续流二极管Df导通续流，模式3结束。
开关模式4：t3-t4如图6(d)所示，t3时刻，第二辅助二极管Ds2关断，续流二极管Df导通续流，励磁电流iLm2继续保持不变，在耦合电感第二线圈Ld2的电压箝位作用下，第二高频变压器一次侧绕组电流线性下降。当第二高频变压器一次侧绕组电流线性下降至励磁电流，同时第二高频变压器二次侧整流电流线性下降至0时，第二整流二极管D6关断，模式4结束。
开关模式5：t4-t5如图6(e)所示，t4时刻，第二整流二极管D6关断，第二高频变压器一次侧绕组电流的大小等于励磁电流
Figure GDA0002761744090000142
通过第二主开关管S2和第二励磁复位二极管D2环流，负载电流通过续流二极管Df、耦合电感的第一线圈Ld1以及第二线圈Ld2续流；t5时刻关断第四主开关管S4，可以实现第四主开关管S4的近似ZCS关断；模式5结束。
开关模式6：t5-t6如图6(f)所示，t5时刻，第四主开关管S4关断，第四励磁复位二极管D4导通，第二高频变压器的励磁电感Lm2通过D2和D4向直流电源回馈能量，励磁电感Lm2的磁复位过程开始；t6时刻开通第三主开关管S3，由于变压器漏感的存在，使流过第三主开关管S3的电流由0开始线性上升，因此第三主开关管S3为ZCS开通；模式6结束。
开关模式7：t6-t7如图6(g)所示，t6时刻，第三主开关管S3开通，第一整流二极管D5导通，续流二极管Df继续导通续流；流经第三主开关管S3和第一整流二极管D5的电流从0开始线性上升，流经续流二极管Df的电流线性减小；第一高频变压器的励磁电感Lm1的电流由0开始线性上升；第二励磁复位二极管D2的电流快速线性减小，当D2的电流减小到0时，第二主开关管S2的电流由0开始线性增加，因此第二主开关管S2为ZVZCS开通；当流过第一整流二极管D5的电流线性上升到负载电流时，续流二极管Df关断，模式7结束。
开关模式8：t7-t8如图6(h)所示，t7时刻，续流二极管Df关断，直流电源通过第一高频变压器向负载传递能量；第一辅助二极管Ds1开通，变压器的漏感与缓冲电容Cs发生谐振，缓冲电容Cs两端的电压由0开始谐振上升；经过1/2个谐振周期，流经缓冲电容Cs的电流等于0，第一辅助二极管Ds1关断，模式8结束。
开关模式9：t8-t9如图6(i)所示，t8时刻，第一辅助二极管Ds1关断，励磁电流iLm2继续线性减小，当励磁电流
Figure GDA0002761744090000151
线性减小至0时，第四励磁复位二极管D4关断，模式9结束。
开关模式10：t9-t10如图6(j)所示，t9时刻，第四励磁复位二极管D4关断，第二高频变压器的磁复位过程结束，直流电源通过第一高频变压器向负载传输能量，第一高频变压器励磁电感Lm1的电流继续线性上升；至t10时刻，第二主开关管S2关断，模式10结束。
当第二主开关管S2关断时，模式10结束，变换器进入后半个工作周期。由于回路的对称性，变换器后半个工作周期的说明加以省略。
本实施例的一种基于无源辅助谐振回路的交错并联双管正激变换器在其调制策略下的主要元件的仿真波形如图7至图19所示，主要元件包括第一主开关管S1、第二主开关管S2、第三主开关管S3、第四主开关管S4，第一励磁复位二极管D1、第二励磁复位二极管D2，第三励磁复位二极管D3、第四励磁复位二极管D4、第一整流二极管D5、第二整流二极管D6、续流二极管Df、第一辅助二极管Ds1、第二辅助二极管Ds2。从图中可看出主要元件的仿真波形与图5所示的时序波形一致，证明了上述理论分析的正确性。
本实施例的一种基于无源辅助谐振回路的交错并联双管正激变换器在其调制策略下的第一开关管S1关断和开通时的仿真波形如图7(a)和图7(b)所示，从图7(a)可以看出，第一开关管S1关断后(即t0时刻)的电压由0开始线性上升，因此第一主开关管S1为准ZVS关断，图7(a)中虚线圈出来的位置表示ZVS关断。从图7(b)可以看出开通第一主开关管S1(即t12时刻后)，开通时第一主开关管S1两端的电压为0，且开通后电流由0开始线性上升，因此第一主开关管S1为ZVZCS开通，图7(b)中虚线圈出来的位置表示ZVZCS开通。
交错并联双管正激变换器的第二主开关管S2的开关动作情况与第一主开关管S1相同，第二主开关管S2关断和开通时的仿真波形如图8(a)和图8(b)所示，其中，图8(a)中虚线圈出来的位置表示ZVS关断，图8(b)中虚线圈出来的位置表示ZVZCS开通。
本实施例的一种基于无源辅助谐振回路的交错并联双管正激变换器在其调制策略下的第三开关管S3关断和开通时的仿真波形如图9(a)和图9(b)所示，从图9(a)可以看出第三开关管S3关断时(即t14时刻)的电流仅为很小的励磁电流，因此第三主开关管S3为近似ZCS关断，图9(a)中虚线圈出来的位置表示ZCS关断。从图9(b)可以看出第三主开关管S3开通时(即t6时刻)电流由0开始线性上升，因此第三主开关管S3为ZCS开通，图9(b)中虚线圈出来的位置表示ZCS开通。
交错并联双管正激变换器的第四主开关管S4的开关动作情况与第三主开关管S3相同，第四主开关管S4关断和开通时的仿真波形如图10(a)和图10(b)所示，其中，图10(a)中虚线圈出来的位置表示ZCS关断，图10(b)中虚线圈出来的位置表示ZCS开通。
本实施例的一种基于无源辅助谐振回路的交错并联双管正激变换器在其调制策略下的第一励磁复位二极管D1开通和关断时的仿真波形如图11(a)和图11(b)所示，从图11(a)可以看出第一励磁复位二极管D1开通(即t12时刻)，在这之前第一励磁复位二极管D1的电压已经下降到0，第一高频变压器一次侧绕组电流换流至第一励磁复位二极管D1，图11(a)中虚线圈出来的位置表示自然开通；从图11(b)可以看出，第一励磁复位二极管D1关断(即t16时刻后)，在这之前第一励磁复位二极管D1的电流已线性下降至0，且二极管两端的电压为0，因此第一励磁复位二极管D1为自然关断，图11(b)中虚线圈出来的位置表示自然关断。
交错并联双管正激变换器的第二励磁复位二极管D2的开关动作情况与第一励磁复位二极管D1相同，第二励磁复位二极管D2开通和关断时的仿真波形如图12(a)和图12(b)所示，其中，图12(a)中虚线圈出来的位置表示自然开通，图10(b)中虚线圈出来的位置表示自然关断。
本实施例的一种基于无源辅助谐振回路的交错并联双管正激变换器在其调制策略下的第三励磁复位二极管D3开通和关断时的仿真波形如图13(a)和图13(b)所示，从图13(a)可以看出第三励磁复位二极管D3开通(t15时刻)，在这之前第三励磁复位二极管D3的电压已经下降到0，流经第三主开关管S3的电流换流至第三励磁复位二极管D3，图13(a)中虚线圈出来的位置表示自然开通。从图13(b)可以看出第三励磁复位二极管D3关断(t19时刻)，在这之前第三励磁复位二极管D3的电流已线性下降至0，且二极管两端的电压为0，因此第三励磁复位二极管D3为自然关断，图13(b)中虚线圈出来的位置表示自然关断。
交错并联双管正激变换器的第四励磁复位二极管D4的开关动作情况与第三励磁复位二极管D3相同，第四励磁复位二极管D4开通和关断时的仿真波形如图14(a)和图14(b)所示，其中，图14(a)中虚线圈出来的位置表示自然开通，图14(b)中虚线圈出来的位置表示自然关断。
本实施例的一种基于无源辅助谐振回路的交错并联双管正激变换器在其调制策略下的第一整流二极管D5开通和关断时的仿真波形如图15(a)和图15(b)所示，从图15(a)可以看出第一整流二极管D5开通(即t7时刻)，在这之前第一整流二极管D5两端的电压已经下降到0，且流经第一整流二极管D5的电流由0开始线性上升，因此第一整流二极管D5为自然开通，图15(a)中虚线圈出来的位置表示自然开通。从图15(b)可以看出第一整流二极管D5关断(t14时刻)，在这之前第一整流二极管D5的电流已下降至0，因此第一整流二极管D5为自然关断，图15(b)中虚线圈出来的位置表示自然关断。
交错并联双管正激变换器的第二整流二极管D6的开关动作情况与第一整流二极管D5相同，第二整流二极管D6开通和关断时的仿真波形如图16(a)和图16(b)所示，其中，图16(a)中虚线圈出来的位置表示自然开通，图16(b)中虚线圈出来的位置表示自然关断。
本实施例的一种基于无源辅助谐振回路的交错并联双管正激变换器在其调制策略下的续流二极管Df关断和开通时的,仿真波形如图17(a)和图17(b)所示，从图17(a)可以看出续流二极管Df关断(即t7时刻)，在这之前续流二极管Df的电流已线性下降至0，因此续流二极管Df为自然关断，图17(a)中虚线圈出来的位置表示自然关断。从图17(b)可以看出续流二极管Df开通(即t3时刻)，在这之前续流二极管Df的电压已经下降到0，流经第二辅助二极管Ds2的电流换流至续流二极管Df，因此续流二极管Df为自然开通，图17(b)中虚线圈出来的位置表示自然开通。
本实施例的一种基于无源辅助谐振回路的交错并联双管正激变换器在其调制策略下的第一辅助二极管Ds1开通和关断时的的仿真波形如图18(a)和图18(b)所示，从图18(a)可以看出第一辅助二极管Ds1开通(即t7时刻)，在这之前第一辅助二极管Ds1的电压已经下降到0，并且流经第一辅助二极管Ds1的电流由0开始谐振上升，因此第一辅助二极管Ds1为自然开通，图18(a)中虚线圈出来的位置表示自然开通。从图18(b)可以看出第一辅助二极管Ds1关断(即t8时刻)，在这之前第一辅助二极管Ds1的电流已谐振下降至0，因此第一辅助二极管Ds1为自然关断，图18(b)中虚线圈出来的位置表示自然关断。
本实施例的一种基于无源辅助谐振回路的交错并联双管正激变换器在其调制策略下的第二辅助二极管Ds2开通和关断时的的仿真波形如图19(a)和图19(b)所示，从图19(a)可以看出第二辅助二极管Ds2开通(即t1时刻)，在这之前第二辅助二极管Ds2的电压已经下降到0，并且流经第二辅助二极管Ds2的电流由0开始谐振上升，因此第二辅助二极管Ds2为自然开通，图19(a)中虚线圈出来的位置表示自然开通。从图19(b)可以看出，t3时刻，第二辅助二极管Ds2关断前后，电压保持在0，流经第二辅助二极管Ds2的电流换流至续流二极管Df，因此第二辅助二极管Ds2为自然关断，图19(b)中虚线圈出来的位置表示自然关断；
综上所述，本发明与现有技术相比，具有以下优点：实现两路双管正激变换器第一、第二主开关管的ZVZCS开通和准ZVS关断以及第三、第四主开关管准ZCS开通和近似ZCS关断，有效降低了大功率场合下高频变压器主开关管的开关损耗；利用无源辅助谐振回路实现高频变压器一次侧绕组电流的快速复位，减小了环流损耗，提高本变换器电能变换效率；无源辅助谐振回路有效降低了变换器整流二极管的反向恢复损耗，有效消除了整流二极管的寄生振荡与瞬时过电压问题；无源辅助谐振回路的环路大小可以根据负载的情况自动调节，有利于提高本变换器在轻载时的效率。
最后应说明的是：以上实施例仅用以说明本发明的技术方案，而非对其限制；尽管参照前述实施例对本发明进行了详细的说明，本领域的普通技术人员应当理解：其依然可以对前述实施例所记载的技术方案进行修改，或者对其中部分或者全部技术特征进行等同替换；而这些修改或者替换，并不使相应技术方案的本质脱离本发明权利要求所限定的范围。

Claims (6)

1.一种交错并联双管正激变换器，其特征在于：包括：第一双管正激变换器、第二双管正激变换器、无源辅助回路、滤波电路、负载电路和直流电源；
所述第一双管正激变换器包括第一主开关管、第四主开关管、第二励磁复位二极管、第四励磁复位二极管、第一开关管并联电容、第二高频变压器、第二整流二极管；所述第二高频变压器包括第二高频变压器一次侧绕组与第二高频变压器二次侧绕组；
所述第二双管正激变换器包括第二主开关管、第三主开关管、第一励磁复位二极管、第三励磁复位二极管、第二开关管并联电容、第一高频变压器、第一整流二极管；所述第一高频变压器包括第一高频变压器一次侧绕组与第一高频变压器二次侧绕组；
所述无源辅助回路包括耦合电感第一线圈、耦合电感第二线圈、缓冲电容、第一辅助二极管、第二辅助二极管以及续流二极管；
所述滤波电路包括滤波电容、耦合电感第一线圈；
所述第一主开关管的漏极分别连接直流电源的正极、第三主开关管的漏极、以及第四励磁复位二极管的阴极；所述第一主开关管的源极分别连接第二主开关管的漏极、第二高频变压器一次侧绕组的同名端；所述第一开关管并联电容并联在第一主开关管两端；所述第四主开关管的漏极分别连接第四励磁复位二极管的阳极与第二高频变压器一次侧绕组的异名端；所述第四主开关管的源极分别连接直流电源的负极、第二主开关管的源极以及第三励磁复位二极管的阳极；所述第二励磁复位二极管反并联在第二主开关管的两端；所述第二高频变压器一次侧绕组的同名端与第一高频变压器一次侧绕组的异名端连接；所述第二高频变压器二次侧绕组的同名端与第二整流二级管的阳极连接；所述第二高频变压器二次侧绕组的异名端分别连接第一高频变压器的异名端、续流二极管的阳极、第二辅助二极管的阳极以及滤波电容的一端；所述第二整流二极管的阴极与第一整流二极管的阴极连接；
所述第二主开关管的漏极分别连接第一高频变压器一次侧绕组的异名端以及第一主开关管的源极；所述第二主开关管的源极分别连接直流电源的负极、第三励磁复位二极管的阳极以及第四主开关管的源极；所述第三主开关管的漏极分别连接直流电源的正极、第一主开关管的漏极、第四励磁复位二极管的阴极；所述第三主开关管的源极分别连接第三励磁复位二极管的阴极以及第一高频变压器一次侧绕组的同名端；所述第一励磁复位二极管反并联在第一主开关管的两端；所述第二开关管并联电容并联在第二主开关管的两端；所述第一高频变压器一次绕组的侧异名端与第二高频变压器一次侧绕组的同名端连接；所述第一高频变压器二次侧绕组的同名端与第一整流二极管的阳极连接；所述第一高频变压器二次侧绕组的异名端分别连接第二高频变压器二次侧绕组异名端、续流二极管的阳极、第二辅助二极管以及滤波电容的一端；所述第一整流二极管的阴极与第二整流二极管的阴极连接；
所述耦合电感第一线圈的同名端分别连接耦合电感第二线圈异名端、第一整流二极管的阴极以及第二整流二极管的阴极；所述耦合电感第一线圈的异名端分别连接第一辅助二极管的阴极以及滤波电容的另一端；所述耦合电感第二线圈的同名端分别连接缓冲电容的另一端以及续流二极管的阴极；所述缓冲电容的一端分别连接第一辅助二极管的阳极和第二辅助二极管的阴极，所述缓冲电容的另一端分别连接续流二极管的阴极以及耦合电感第二线圈的同名端；所述第一辅助二极管的阳极分别连接缓冲电容的一端以及第二辅助二极管的阴极；所述第二辅助二极管的阳极分别连接续流二极管的阳极、第二高频变压器二次侧绕组的异名端、第一高频变压器二次侧绕组的异名端以及滤波电容的一端；
所述滤波电容的另一端连接耦合电感第一线圈的异名端以及第一辅助二极管的阴极；滤波电容的一端分别连接第二辅助二极管的阳极、续流二极管的阳极；
所述负载电路为电阻性负载，所述的电阻性负载与滤波电容并联；
所述直流电源的正极分别连接第一主开关管与第三主开关管的漏极，直流电源的负极分别连接第二主开关管与第四主开关管的源极。
2.根据权利要求1所述的一种交错并联双管正激变换器，其特征在于：所述第一主开关管、第二主开关管、第三主开关管、第四主开关管均采用全控开关器件。
3.根据权利要求1所述的一种交错并联双管正激变换器，其特征在于：所述第一励磁复位二极管、第二励磁复位二极管分别为所述第一主开关管、第二主开关管的寄生反并联二极管。
4.根据权利要求1所述的一种交错并联双管正激变换器，其特征在于：所述第三励磁复位二极管、第四励磁复位二极管、第一辅助二极管、第二辅助二极管、第一整流二极管、第二整流二极管、续流二极管均为快速恢复二极管或高频二极管。
5.根据权利要求1所述的一种交错并联双管正激变换器，其特征在于：所述直流电源为直流电压源。
6.一种交错并联双管正激变换器的调制策略，通过权利要求1所述的一种交错并联双管正激变换器实现，其特征在于：包括如下步骤：
步骤1：交错并联双管正激变换器的第一主开关管和第二主开关管的相位互差180°电角度互补导通，第三主开关管和第四主开关管的相位互差180°电角度互补导通，各主开关管导通时间为ton，各主开关管的开关周期为Ts，第一主开关管与第二主开关管、第三主开关管与第四主开关管的触发信号均为相位差为180°电角度的带死区时间td的PWM信号；第一主开关管与第四主开关管之间相差的关断延迟时间为tδ，第二主开关管与第三主开关管之间相差的关断延迟时间为tδ；当第一主开关管、第四主开关管以及第二整流二极管同时导通并且续流二极管截止时，第二高频变压器一次侧绕组两端的电压等于直流输入电压E；当第二主开关管、第三主开关管以及第一整流二极管同时导通并且续流二极管截止时，第一高频变压器一次侧绕组两端的电压等于直流输入电压E；
步骤2：设计死区时间td；死区时间需大于第一开关管并联电容C1和第二开关管并联电容C2的能量转换时间tr，以实现第一主开关管S1和第二主开关管S2的零电压开关(ZVS)；
Figure FDA0002761744080000031
其中，Cj为第j开关管并联电容的电容值，j＝{1,2}，E为直流电源，I0为输出电流，m为耦合电感第一线圈与耦合电感第二线圈匝数比，Ls为变压器漏感，NT为变压器变比，V0为输出电压；
所属死区时间td需满足以下条件：
tr<td<0.5Ts
步骤3：设计关断延迟时间tδ；为了实现第三主开关管S3和第四主开关管S4的零电流关断(ZCS)，关断延迟时间tδ需大于原边电流复位时间treset；
Figure FDA0002761744080000032
其中，Cs为缓冲电容的电容值；
步骤4：根据步骤2得到的死区时间td和步骤3得到的关断延迟时间tδ能够实现基于无源辅助谐振回路的交错并联双管正激变换器在一个开关周期中的20种开关模式。
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