CN204696926U - 一种可调压定频llc谐振变换器 - Google Patents

一种可调压定频llc谐振变换器 Download PDF

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Abstract

本实用新型公开了一种可调压定频LLC谐振变换器，属于电力电子变换器技术领域。该变换器由输入源(Vin)、原边开关电路(10)、谐振腔(20)、副边开关电路(30)、变压器(Tr)、第一输出滤波电容(Co 1)、第二输出滤波电容(Co 2)和负载(Ro)构成，其中原边开关电路(10)由四个开关管构成，谐振腔(20)由电感(Lr)、电感(Lm)和电容(Cr)构成，副边开关电路(30)由六个二极管和两个开关管构成；该变换器通过原边开关电路(10)与副边开关电路(30)的移相控制实现输出电压的控制；本实用新型可调压定频LLC谐振变换器可有效减小宽输入电压情况下的环流损耗，在全负载范围内实现所有开关管的软开关，副边开关管电压应力仅为输出电压的一半，为宽输入、高效、大功率隔离功率变换场合提供了关键技术。

Description

一种可调压定频LLC谐振变换器
技术领域
本实用新型涉及一种可调压定频LLC谐振变换器，属于电力电子变换器技术领域。
背景技术
可调压定频LLC谐振变换器适用于宽输入范围，要求高效率、高功率密度、输入输出电气隔离的场合，在新能源发电、蓄电池供电等领域具有广泛的应用。
传统的隔离型PWM直流变换器，例如正激变换器、反激变换器、推挽变换器、半桥变换器、全桥变换器等，仅能通过调整占空比来实现稳压，这在宽输入范围的高压输入情况下将会导致有效占空比减小，环流损耗增加。此外，传统的 直流变换器由于其开关管工作于硬开关状态，开关损耗大、效率低，不适宜工作于高频状态，也难以实现高效率变换。通过引入软开关技术可以有效减小PWM直流变换器的开关损耗，从而使其能够工作于较高开关频率、实现较高功率密度，但是其代价是导通损耗的大幅增加，特别是当输入或输出电压宽范围变化时，为了实现软开关需要付出的代价更高。以全桥变换器为例，通过采用移相控制技术并辅助电感，可以实现开关管的软开关，但是当输入电压升高或者输出电压降低而使得有效占空比减小时，辅助电感引起的环流损耗大幅增加，从而导致效率的降低。
LLC谐振变换器能够实现所有开关管、二极管的软开关，特别适合高频工作，借助于磁集成技术，能够实现非常高的功率密度。这些优点使得LLC谐振变换器得到了广泛地应用。但是，LLC谐振变换器需要采用改变开关频率的方式调整输出电压和输出功率，这使得LLC谐振变换器的磁性元器件很难进行优化设计。更严重的是，为了适应宽电压、负载范围调节，LLC谐振变换器的激磁电感不得不减小以提供所需的电压增益，这将导致环流损耗大幅增加、整体效率（特别是轻载效率）严重降低。
发明内容
本实用新型针对现有技术的不足，提供一种可调压定频LLC谐振变换器。
本实用新型采用以下技术方案：
所述可调压定频LLC谐振变换器由输入源(V in )、原边开关电路(10)、谐振腔(20)、副边开关电路(30)、变压器(T r )、第一输出滤波电容(C o1)、第二输出滤波电容(C o2)和负载(R o )构成，其中原边开关电路(10)由第一开关管(S 1)、第二开关管(S  2)、第三开关管(S 3)和第四开关管(S 4)构成，谐振腔(20)由串联谐振电感(L r )、并联谐振电感(L m )和串联谐振电容(C r )构成，副边开关电路(30)由第一二极管(D R1)、第二二极管(D R2)、第三二极管(D R3)、第四二极管(D R4)、第五二极管(D R5)、第六二极管(D R6)、第五开关管(S 5)和第六开关管(S 6)构成，变压器(T r )包括原边绕组(N P )和副边绕组(N S )；
所述输入源(V in )的正极分别与第一开关管(S 1)的漏极和第二开关管(S 2)的漏极相连，第一开关管(S 1)的源极分别连于第三开关管(S 3)的漏极和串联谐振电感(L r )的一端，串联谐振电感(L r )的另一端连于并联谐振电感(L m )的一端和变压器(T r )原边绕组(N P )的同名端，变压器(T r )原边绕组(N P )的非同名端连于并联谐振电感(L m )的另一端和串联谐振电容(C r )的一端，串联谐振电容(C r )的另一端连接于第二开关管(S 2)的源极和第四开关管(S 4)的漏极，第四开关管(S 4)的源极连于第三开关管(S 3)的源极和输入源(V in )的负极；
所述变压器(T r )副边绕组(N S )的同名端连于第一二极管(D R1)的阳极、第三二极管(D  R3)的阴极，第一二极管(D R1)的阴极连接于第二二极管(D R2) 的阴极、第一输出滤波电容(C o1)的一端和负载(R o )的一端，负载(R o )的另一端连于第二输出滤波电容(C o2)的一端、第三二极管(D R3)的阳极和第四二极管(D R4)的阳极，第一输出滤波电容(C o1)的另一端连于第二输出滤波电容(C o2)的另一端、第五开关管(S 5)的漏极、第六二极管(D R6)的阴极，第五开关管(S 5)的源极连于第五二极管(D R5)的阳极，第六二极管(D R6)的阳极连接于第六开关管(S 6)的源极，第五二极管(D R5)的阴极连接于第六开关管(S 6)的漏极、第二二极管(D R2)的阳极、第四二极管(D R4)的阴极和变压器(T r )副边绕组(N S )的非同名端。
所述串联谐振电感(L r )全部或部分由变压器(T r )的漏感代替，所述并联谐振电感(L m ) 全部或部分由变压器(T r )的激磁电感代替。
所述第一开关管(S 1)与第三开关管(S 3)互补导通，第二开关管(S 2)与第四开关管(S 4)互补导通，第五开关管(S 5)和第六开关管(S 6)互补导通，第一开关管(S 1)、第二开关管(S 2)、第三开关管(S 3)、第四开关管(S 4)、第五开关管(S 5)和第六开关管(S 6)的占空比相等，第一开关管(S 1)和第四开关管(S 4)同时导通、同时关断，第二开关管(S 2)和第三开关管(S 3)同时导通、同时关断，第一开关管(S 1)的开通时刻不晚于第六开关管(S 6)的开通时刻，第二开关管(S 2)的开通时刻不晚于第五开关管(S 5)的开通时刻，通过调节第一开关管(S 1)和第六开关管(S 6)导通时刻之间的移相角实现输出电压的控制。
本实用新型中第一开关管~第六开关管优选采用带有寄生体二极管的半导体开关器件，或在其漏极和源极两端反并联二极管，如图1中的6个二极管D 1~  D 6。
第一开关管~第六开关管选用金属氧化物半导体场效应晶体管。
本实用新型具有如下技术效果：
(1) 所有开关器件的电压都直接由输入电压，或者输出电压，或者输出电压的一半钳位，开关器件电压应力低；
(2) 所有开关管和二极管D R1~ D R4能够在全负载范围内实现软开关，变换效率高；
(3) 串联谐振电感(L r )全部或部分由变压器(T r )的漏感代替，所述并联谐振电感(L m ) 全部或部分由变压器(T r )的激磁电感代替，变压器漏感和激磁电感得到有效利用；
(4) 该变换器可以高频开关工作，从而有效减小电感和变压器的体积重量，实现高功率密度；
(5) 该变换器定频开关工作，通过原副边移相控制实现调压，可有效减小环流损耗，提高变换器效率，适用于宽输入电压场合。
附图说明
附图1是本实用新型可调压定频LLC谐振变换器的电路原理图；
附图2是本实用新型可调压定频LLC谐振变换器的理想工作波形图；
附图3~附图7是本实用新型谐振变换器分别工作在开关模态1~5的等效电路图；
以上附图中的符号名称：V in 为输入源；10为原边开关电路；20为谐振腔；30为副边开关电路； T r 为变压器；N P 和N S 分别为变压器(T r )的原边绕组和副边绕组；C o1、C o2分别为第一、第二输出滤波电容；R o 为负载；S 1、S 2、S 3、S 4、S 5和S 6分别为第一、第二、第三、第四、第五和第六开关管；D R1、D R2、D R3、D R4、D R5和D R6分别为第一、第二、第三、第四、第五和第六二极管；V o 为输出电压；v AB 为A、B两点之间的电压(第一开关管(S 1) 源极和第三开关管(S 3)漏极的连接点记为A点，第二开关管(S2)源极和第四开关管(S 4)漏极连接点记为B点)；v sec 为变压器(T r )副边绕组(N S )同名端和非同名端之间的电压；i r 为电感(L r )的电流；i m 为电感(L m )的电流；i D1为第一二极管(D R1)的电流；i D2为第二二极管(D R2)的电流；i QS5为第五开关管(S 5)的电流；v dsS5为第五开关管(S 5) 漏极和源极之间的电压；i S6为第六开关管(S 6)的电流；v dsS6为第六开关管(S 6) 漏极和源极之间的电压；t、t 0、t 1、t 2、t 3、t 4和t 5为时间。
具体实施方式
下面结合附图对本实用新型的技术方案进行详细说明。
实施例一：
如附图1所示，本实用新型所述可调压定频LLC谐振变换器由由输入源(V in )、原边开关电路(10)、谐振腔(20)、副边开关电路(30)、变压器(T r )、第一输出滤波电容(C o1)、第二输出滤波电容(C o2)和负载(R o )构成，其中原边开关电路(10)由第一开关管(S 1)、第二开关管(S  2)、第三开关管(S 3)和第四开关管(S 4)构成，谐振腔(20)由串联谐振电感(L r )、并联谐振电感(L m )和串联谐振电容(C r )构成，副边开关电路(30)由第一二极管(D R1)、第二二极管(D R2)、第三二极管(D R3)、第四二极管(D R4)、第五二极管(D R5)、第六二极管(D R6)、第五开关管(S 5)和第六开关管(S 6)构成，变压器(T r )包括原边绕组(N P )和副边绕组(N S )；
所述输入源(V in )的正极分别与第一开关管(S 1)的漏极和第二开关管(S 2)的漏极相连，第一开关管(S 1)的源极分别连于第三开关管(S 3)的漏极和串联谐振电感(L r )的一端，串联谐振电感(L r )的另一端连于并联谐振电感(L m )的一端和变压器(T r )原边绕组(N P )的同名端，变压器(T r )原边绕组(N P )的非同名端连于并联谐振电感(L m )的另一端和串联谐振电容(C r )的一端，串联谐振电容(C r )的另一端连接于第二开关管(S 2)的源极和第四开关管(S 4)的漏极，第四开关管(S 4)的源极连于第三开关管(S 3)的源极和输入源(V in )的负极；
所述变压器(T r )副边绕组(N S )的同名端连于第一二极管(D R1)的阳极、第三二极管(D  R3)的阴极，第一二极管(D R1)的阴极连接于第二二极管(D R2) 的阴极、第一输出滤波电容(C o1)的一端和负载(R o )的一端，负载(R o )的另一端连于第二输出滤波电容(C o2)的一端、第三二极管(D R3)的阳极和第四二极管(D R4)的阳极，第一输出滤波电容(C o1)的另一端连于第二输出滤波电容(C o2)的另一端、第五开关管(S 5)的漏极、第六二极管(D R6)的阴极，第五开关管(S 5)的源极连于第五二极管(D R5)的阳极，第六二极管(D R6)的阳极连接于第六开关管(S 6)的源极，第五二极管(D R5)的阴极连接于第六开关管(S 6)的漏极、第二二极管(D R2)的阳极、第四二极管(D R4) 的阴极和变压器(T r )副边绕组(N S )的非同名端。
实施例二：
本实用新型可调压定频LLC谐振变换器的控制过程和原理如下：
所述第一开关管(S 1)与第三开关管(S 3)互补导通，第二开关管(S 2)与第四开关管(S 4)互补导通，第五开关管(S 5)和第六开关管(S 6)互补导通，第一开关管(S 1)、第二开关管(S 2)、第三开关管(S 3)、第四开关管(S 4)、第五开关管(S 5)和第六开关管(S 6)的占空比相等，第一开关管(S 1)和第四开关管(S 4)同时导通、同时关断，第二开关管(S 2)和第三开关管(S 3)同时导通、同时关断，第一开关管(S 1)的开通时刻不晚于第六开关管(S 6)的开通时刻，第二开关管(S 2)的开通时刻不晚于第五开关管(S 5)的开通时刻，通过调节第一开关管(S 1)和第六开关管(S 6)导通时刻之间的移相角实现输出电压的控制。
本实用新型工作时，串联谐振电感(L r )全部或部分由变压器(T r )的漏感代替，所述并联谐振电感(L m ) 全部或部分由变压器(T r )的激磁电感代替，这表明变压器漏感和激磁电感得到有效利用；
本实用新型可调压定频LLC谐振变换器工作时，所有的开关管应选用带有寄生体二极管的半导体开关器件，例如金属氧化物半导体场效应晶体管等。如果所选用的开关管不带有寄生体二极管，则应该在其漏极和源极两端反并联二极管，如图1中的6个二极管D 1~  D 6。
本实用新型隔离型软开关高升压直流变换器工作时，第一开关管(S 1)与第三开关管(S 3)之间、第二开关管(S 2)与第四开关管(S 4)之间以及第五开关管(S 5)和第六开关管(S 6)之间应该加入死区时间，死区时间的加入一方面是为了避免出现桥臂短路直通现象，另一方面是为了实现开关管的软开关。
从附图1所示的本实用新型可调压定频LLC谐振变换器的电路结构可以直观的看出，该变换器原边的开关器件都直接被输入电压钳位，即其电压应力就等于输入电压，副边的二级管都直接被输出电压或输出电压的一半钳位，其电压应力等于输出电压或输出电压的一半，而变换器副边的开关管都直接被两个输出电容电压钳位，其电压应力仅等于输出电压的一半，原边和副边的所有开关器件都不存在电压尖峰问题，开关器件的电压应力低。
假设所有电感、电容、开关管和二极管都为理想器件，忽略输出滤波电容C o1和C o2上的电压纹波，且电容C o1和C o2上的电压相等，则电容C o1和C o2的电压分别等于输出电压V o 的一半。下面分别分析变换器的工作原理。
附图2是变换器的理想工作波形图。在该模式下，半个开关周期内共有五种开关模态。
t 0时刻之前，开关管S 2和S 3导通，L r 、C r 和L m 共同参与谐振，电流 i Lr 与电流i Lm 相等，变压器原副边均无电流，负载由输出滤波电容供电。
开关模态1 [t 0，t 1]，对应图3：t 0时刻，关断开关管S 2和S 3，由于电感L m 较大且该模态持续时间很短，可以近似认为谐振电感电流不变，i Lr  = i Lm = I m 。i Lr 给开关管S 2和S 3结电容充电，同时给开关管S 1和S 4结电容放电。由于开关管S 1~ S 4的结电容限制了开关管S 2和S 3两端的电压上升率，因此S 2和S 3近似为零电压关断。
开关模态2 [t 1，t 2]，对应图4：t 1时刻，v AB 由-V in 上升至V in ，因此，关管S 1和S 4此时开通为零电压开通。同时，电流i Lr 开始谐振上升并大于电流i Lm ，副边有电流产生，流经二极管D R1、开关管S 5、二极管D R5，将副边电压V sec 钳位在V o /2。电感L m 电压被钳位为nV o /2，不参与谐振，仅电感L r 和电容C r 参与谐振。
开关模态3 [t 2，t 3]，对应图5：t 2时刻，开关管S 5关断，由于开关管S 5结电容限制了开关管S 5两端的电压上升率，因此S 5近似为零电压关断。
开关模态4 [t 3，t 4]，对应图6：t 3时刻，开关管Q 6开通，由于此时没有电流流过Q 6，开关管Q 6为零电流开通。副边电流经二极管D R1、电容C o1、电容C o2、二极管D R4，将副边电压V sec 钳位在V o ，电感L m 电压继续被钳位为nV o ，不参与谐振，仅电感L r 和电容C r 参与谐振。
 开关模态5 [t 4，t 5]，对应图7：t 4时刻，电流i Lr 谐振到与电流i Lm 相等，此时变换器原边与副边脱开，整流二极管D R1与D R4为ZCS关断，不存在反向恢复问题。电感L m 两端的电压不再被箝位在nV o ，与L r 、C r 一起谐振工作。
在t 5时刻，关断开关管S 1和S 4，进入下半个工作周期，变换器的工作原理与上半个周期工作情况类似，这里将不再赘述。

Claims (3)

1.一种可调压定频LLC谐振变换器，其特征在于：
所述可调压定频LLC谐振变换器由输入源(V in )、原边开关电路(10)、谐振腔(20)、副边开关电路(30)、变压器(T r )、第一输出滤波电容(C o1)、第二输出滤波电容(C o2)和负载(R o )构成，其中原边开关电路(10)由第一开关管(S 1)、第二开关管(S  2)、第三开关管(S 3)和第四开关管(S 4)构成，谐振腔(20)由串联谐振电感(L r )、并联谐振电感(L m )和串联谐振电容(C r )构成，副边开关电路(30)由第一二极管(D R1)、第二二极管(D R2)、第三二极管(D R3)、第四二极管(D R4)、第五二极管(D R5)、第六二极管(D R6)、第五开关管(S 5)和第六开关管(S 6)构成，变压器(T r )包括原边绕组(N P )和副边绕组(N S )；
所述输入源(V in )的正极分别与第一开关管(S 1)的漏极和第二开关管(S 2)的漏极相连，第一开关管(S 1)的源极分别连于第三开关管(S 3)的漏极和串联谐振电感(L r )的一端，串联谐振电感(L r )的另一端连于并联谐振电感(L m )的一端和变压器(T r )原边绕组(N P )的同名端，变压器(T r )原边绕组(N P )的非同名端连于并联谐振电感(L m )的另一端和串联谐振电容(C r )的一端，串联谐振电容(C r )的另一端连接于第二开关管(S 2)的源极和第四开关管(S 4)的漏极，第四开关管(S 4)的源极连于第三开关管(S 3)的源极和输入源(V in )的负极；
所述变压器(T r )副边绕组(N S )的同名端连于第一二极管(D R1)的阳极、第三二极管(D  R3)的阴极，第一二极管(D R1)的阴极连接于第二二极管(D R2) 的阴极、第一输出滤波电容(C o1)的一端和负载(R o )的一端，负载(R o )的另一端连于第二输出滤波电容(C o2)的一端、第三二极管(D R3)的阳极和第四二极管(D R4)的阳极，第一输出滤波电容(C o1)的另一端连于第二输出滤波电容(C o2)的另一端、第五开关管(S 5)的漏极、第六二极管(D R6)的阴极，第五开关管(S 5)的源极连于第五二极管(D R5)的阳极，第六二极管(D R6)的阳极连接于第六开关管(S 6)的源极，第五二极管(D R5)的阴极连接于第六开关管(S 6)的漏极、第二二极管(D R2)的阳极、第四二极管(D R4)的阴极和变压器(T r )副边绕组(N S )的非同名端。
2.根据权利要求1所述可调压定频LLC谐振变换器，其特征在于：第一开关管~第六开关管选用带有寄生体二极管的半导体开关器件，或在其漏极和源极两端反并联二极管。
3.根据权利要求2所述可调压定频LLC谐振变换器，其特征在于：第一开关管~第六开关管选用金属氧化物半导体场效应晶体管。
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