CN204696926U - 一种可调压定频llc谐振变换器 - Google Patents

一种可调压定频llc谐振变换器 Download PDF

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Abstract

本实用新型公开了一种可调压定频LLC谐振变换器,属于电力电子变换器技术领域。该变换器由输入源(Vin)、原边开关电路(10)、谐振腔(20)、副边开关电路(30)、变压器(Tr)、第一输出滤波电容(Co 1)、第二输出滤波电容(Co 2)和负载(Ro)构成,其中原边开关电路(10)由四个开关管构成,谐振腔(20)由电感(Lr)、电感(Lm)和电容(Cr)构成,副边开关电路(30)由六个二极管和两个开关管构成;该变换器通过原边开关电路(10)与副边开关电路(30)的移相控制实现输出电压的控制;本实用新型可调压定频LLC谐振变换器可有效减小宽输入电压情况下的环流损耗,在全负载范围内实现所有开关管的软开关,副边开关管电压应力仅为输出电压的一半,为宽输入、高效、大功率隔离功率变换场合提供了关键技术。

Description

一种可调压定频LLC谐振变换器
技术领域
本实用新型涉及一种可调压定频LLC谐振变换器,属于电力电子变换器技术领域。
背景技术
可调压定频LLC谐振变换器适用于宽输入范围,要求高效率、高功率密度、输入输出电气隔离的场合,在新能源发电、蓄电池供电等领域具有广泛的应用。
传统的隔离型PWM直流变换器,例如正激变换器、反激变换器、推挽变换器、半桥变换器、全桥变换器等,仅能通过调整占空比来实现稳压,这在宽输入范围的高压输入情况下将会导致有效占空比减小,环流损耗增加。此外,传统的 直流变换器由于其开关管工作于硬开关状态,开关损耗大、效率低,不适宜工作于高频状态,也难以实现高效率变换。通过引入软开关技术可以有效减小PWM直流变换器的开关损耗,从而使其能够工作于较高开关频率、实现较高功率密度,但是其代价是导通损耗的大幅增加,特别是当输入或输出电压宽范围变化时,为了实现软开关需要付出的代价更高。以全桥变换器为例,通过采用移相控制技术并辅助电感,可以实现开关管的软开关,但是当输入电压升高或者输出电压降低而使得有效占空比减小时,辅助电感引起的环流损耗大幅增加,从而导致效率的降低。
LLC谐振变换器能够实现所有开关管、二极管的软开关,特别适合高频工作,借助于磁集成技术,能够实现非常高的功率密度。这些优点使得LLC谐振变换器得到了广泛地应用。但是,LLC谐振变换器需要采用改变开关频率的方式调整输出电压和输出功率,这使得LLC谐振变换器的磁性元器件很难进行优化设计。更严重的是,为了适应宽电压、负载范围调节,LLC谐振变换器的激磁电感不得不减小以提供所需的电压增益,这将导致环流损耗大幅增加、整体效率(特别是轻载效率)严重降低。
发明内容
本实用新型针对现有技术的不足,提供一种可调压定频LLC谐振变换器。
本实用新型采用以下技术方案:
所述可调压定频LLC谐振变换器由输入源(V in )、原边开关电路(10)、谐振腔(20)、副边开关电路(30)、变压器(T r )、第一输出滤波电容(C o1)、第二输出滤波电容(C o2)和负载(R o )构成,其中原边开关电路(10)由第一开关管(S 1)、第二开关管(S  2)、第三开关管(S 3)和第四开关管(S 4)构成,谐振腔(20)由串联谐振电感(L r )、并联谐振电感(L m )和串联谐振电容(C r )构成,副边开关电路(30)由第一二极管(D R1)、第二二极管(D R2)、第三二极管(D R3)、第四二极管(D R4)、第五二极管(D R5)、第六二极管(D R6)、第五开关管(S 5)和第六开关管(S 6)构成,变压器(T r )包括原边绕组(N P )和副边绕组(N S );
所述输入源(V in )的正极分别与第一开关管(S 1)的漏极和第二开关管(S 2)的漏极相连,第一开关管(S 1)的源极分别连于第三开关管(S 3)的漏极和串联谐振电感(L r )的一端,串联谐振电感(L r )的另一端连于并联谐振电感(L m )的一端和变压器(T r )原边绕组(N P )的同名端,变压器(T r )原边绕组(N P )的非同名端连于并联谐振电感(L m )的另一端和串联谐振电容(C r )的一端,串联谐振电容(C r )的另一端连接于第二开关管(S 2)的源极和第四开关管(S 4)的漏极,第四开关管(S 4)的源极连于第三开关管(S 3)的源极和输入源(V in )的负极;
所述变压器(T r )副边绕组(N S )的同名端连于第一二极管(D R1)的阳极、第三二极管(D  R3)的阴极,第一二极管(D R1)的阴极连接于第二二极管(D R2) 的阴极、第一输出滤波电容(C o1)的一端和负载(R o )的一端,负载(R o )的另一端连于第二输出滤波电容(C o2)的一端、第三二极管(D R3)的阳极和第四二极管(D R4)的阳极,第一输出滤波电容(C o1)的另一端连于第二输出滤波电容(C o2)的另一端、第五开关管(S 5)的漏极、第六二极管(D R6)的阴极,第五开关管(S 5)的源极连于第五二极管(D R5)的阳极,第六二极管(D R6)的阳极连接于第六开关管(S 6)的源极,第五二极管(D R5)的阴极连接于第六开关管(S 6)的漏极、第二二极管(D R2)的阳极、第四二极管(D R4)的阴极和变压器(T r )副边绕组(N S )的非同名端。
所述串联谐振电感(L r )全部或部分由变压器(T r )的漏感代替,所述并联谐振电感(L m ) 全部或部分由变压器(T r )的激磁电感代替。
所述第一开关管(S 1)与第三开关管(S 3)互补导通,第二开关管(S 2)与第四开关管(S 4)互补导通,第五开关管(S 5)和第六开关管(S 6)互补导通,第一开关管(S 1)、第二开关管(S 2)、第三开关管(S 3)、第四开关管(S 4)、第五开关管(S 5)和第六开关管(S 6)的占空比相等,第一开关管(S 1)和第四开关管(S 4)同时导通、同时关断,第二开关管(S 2)和第三开关管(S 3)同时导通、同时关断,第一开关管(S 1)的开通时刻不晚于第六开关管(S 6)的开通时刻,第二开关管(S 2)的开通时刻不晚于第五开关管(S 5)的开通时刻,通过调节第一开关管(S 1)和第六开关管(S 6)导通时刻之间的移相角实现输出电压的控制。
本实用新型中第一开关管~第六开关管优选采用带有寄生体二极管的半导体开关器件,或在其漏极和源极两端反并联二极管,如图1中的6个二极管D 1~  D 6
第一开关管~第六开关管选用金属氧化物半导体场效应晶体管。
本实用新型具有如下技术效果:
(1) 所有开关器件的电压都直接由输入电压,或者输出电压,或者输出电压的一半钳位,开关器件电压应力低;
(2) 所有开关管和二极管D R1~ D R4能够在全负载范围内实现软开关,变换效率高;
(3) 串联谐振电感(L r )全部或部分由变压器(T r )的漏感代替,所述并联谐振电感(L m ) 全部或部分由变压器(T r )的激磁电感代替,变压器漏感和激磁电感得到有效利用;
(4) 该变换器可以高频开关工作,从而有效减小电感和变压器的体积重量,实现高功率密度;
(5) 该变换器定频开关工作,通过原副边移相控制实现调压,可有效减小环流损耗,提高变换器效率,适用于宽输入电压场合。
附图说明
附图1是本实用新型可调压定频LLC谐振变换器的电路原理图;
附图2是本实用新型可调压定频LLC谐振变换器的理想工作波形图;
附图3~附图7是本实用新型谐振变换器分别工作在开关模态1~5的等效电路图;
以上附图中的符号名称:V in 为输入源;10为原边开关电路;20为谐振腔;30为副边开关电路; T r 为变压器;N P N S 分别为变压器(T r )的原边绕组和副边绕组;C o1C o2分别为第一、第二输出滤波电容;R o 为负载;S 1S 2S 3S 4S 5S 6分别为第一、第二、第三、第四、第五和第六开关管;D R1D R2D R3D R4D R5D R6分别为第一、第二、第三、第四、第五和第六二极管;V o 为输出电压;v AB 为A、B两点之间的电压(第一开关管(S 1) 源极和第三开关管(S 3)漏极的连接点记为A点,第二开关管(S2)源极和第四开关管(S 4)漏极连接点记为B点);v sec 为变压器(T r )副边绕组(N S )同名端和非同名端之间的电压;i r 为电感(L r )的电流;i m 为电感(L m )的电流;i D1为第一二极管(D R1)的电流;i D2为第二二极管(D R2)的电流;i QS5为第五开关管(S 5)的电流;v dsS5为第五开关管(S 5) 漏极和源极之间的电压;i S6为第六开关管(S 6)的电流;v dsS6为第六开关管(S 6) 漏极和源极之间的电压;tt 0t 1t 2t 3t 4t 5为时间。
具体实施方式
下面结合附图对本实用新型的技术方案进行详细说明。
实施例一:
如附图1所示,本实用新型所述可调压定频LLC谐振变换器由由输入源(V in )、原边开关电路(10)、谐振腔(20)、副边开关电路(30)、变压器(T r )、第一输出滤波电容(C o1)、第二输出滤波电容(C o2)和负载(R o )构成,其中原边开关电路(10)由第一开关管(S 1)、第二开关管(S  2)、第三开关管(S 3)和第四开关管(S 4)构成,谐振腔(20)由串联谐振电感(L r )、并联谐振电感(L m )和串联谐振电容(C r )构成,副边开关电路(30)由第一二极管(D R1)、第二二极管(D R2)、第三二极管(D R3)、第四二极管(D R4)、第五二极管(D R5)、第六二极管(D R6)、第五开关管(S 5)和第六开关管(S 6)构成,变压器(T r )包括原边绕组(N P )和副边绕组(N S );
所述输入源(V in )的正极分别与第一开关管(S 1)的漏极和第二开关管(S 2)的漏极相连,第一开关管(S 1)的源极分别连于第三开关管(S 3)的漏极和串联谐振电感(L r )的一端,串联谐振电感(L r )的另一端连于并联谐振电感(L m )的一端和变压器(T r )原边绕组(N P )的同名端,变压器(T r )原边绕组(N P )的非同名端连于并联谐振电感(L m )的另一端和串联谐振电容(C r )的一端,串联谐振电容(C r )的另一端连接于第二开关管(S 2)的源极和第四开关管(S 4)的漏极,第四开关管(S 4)的源极连于第三开关管(S 3)的源极和输入源(V in )的负极;
所述变压器(T r )副边绕组(N S )的同名端连于第一二极管(D R1)的阳极、第三二极管(D  R3)的阴极,第一二极管(D R1)的阴极连接于第二二极管(D R2) 的阴极、第一输出滤波电容(C o1)的一端和负载(R o )的一端,负载(R o )的另一端连于第二输出滤波电容(C o2)的一端、第三二极管(D R3)的阳极和第四二极管(D R4)的阳极,第一输出滤波电容(C o1)的另一端连于第二输出滤波电容(C o2)的另一端、第五开关管(S 5)的漏极、第六二极管(D R6)的阴极,第五开关管(S 5)的源极连于第五二极管(D R5)的阳极,第六二极管(D R6)的阳极连接于第六开关管(S 6)的源极,第五二极管(D R5)的阴极连接于第六开关管(S 6)的漏极、第二二极管(D R2)的阳极、第四二极管(D R4) 的阴极和变压器(T r )副边绕组(N S )的非同名端。
实施例二:
本实用新型可调压定频LLC谐振变换器的控制过程和原理如下:
所述第一开关管(S 1)与第三开关管(S 3)互补导通,第二开关管(S 2)与第四开关管(S 4)互补导通,第五开关管(S 5)和第六开关管(S 6)互补导通,第一开关管(S 1)、第二开关管(S 2)、第三开关管(S 3)、第四开关管(S 4)、第五开关管(S 5)和第六开关管(S 6)的占空比相等,第一开关管(S 1)和第四开关管(S 4)同时导通、同时关断,第二开关管(S 2)和第三开关管(S 3)同时导通、同时关断,第一开关管(S 1)的开通时刻不晚于第六开关管(S 6)的开通时刻,第二开关管(S 2)的开通时刻不晚于第五开关管(S 5)的开通时刻,通过调节第一开关管(S 1)和第六开关管(S 6)导通时刻之间的移相角实现输出电压的控制。
本实用新型工作时,串联谐振电感(L r )全部或部分由变压器(T r )的漏感代替,所述并联谐振电感(L m ) 全部或部分由变压器(T r )的激磁电感代替,这表明变压器漏感和激磁电感得到有效利用;
本实用新型可调压定频LLC谐振变换器工作时,所有的开关管应选用带有寄生体二极管的半导体开关器件,例如金属氧化物半导体场效应晶体管等。如果所选用的开关管不带有寄生体二极管,则应该在其漏极和源极两端反并联二极管,如图1中的6个二极管D 1~  D 6
本实用新型隔离型软开关高升压直流变换器工作时,第一开关管(S 1)与第三开关管(S 3)之间、第二开关管(S 2)与第四开关管(S 4)之间以及第五开关管(S 5)和第六开关管(S 6)之间应该加入死区时间,死区时间的加入一方面是为了避免出现桥臂短路直通现象,另一方面是为了实现开关管的软开关。
从附图1所示的本实用新型可调压定频LLC谐振变换器的电路结构可以直观的看出,该变换器原边的开关器件都直接被输入电压钳位,即其电压应力就等于输入电压,副边的二级管都直接被输出电压或输出电压的一半钳位,其电压应力等于输出电压或输出电压的一半,而变换器副边的开关管都直接被两个输出电容电压钳位,其电压应力仅等于输出电压的一半,原边和副边的所有开关器件都不存在电压尖峰问题,开关器件的电压应力低。
假设所有电感、电容、开关管和二极管都为理想器件,忽略输出滤波电容C o1C o2上的电压纹波,且电容C o1C o2上的电压相等,则电容C o1C o2的电压分别等于输出电压V o 的一半。下面分别分析变换器的工作原理。
附图2是变换器的理想工作波形图。在该模式下,半个开关周期内共有五种开关模态。
t 0时刻之前,开关管S 2S 3导通,L r C r L m 共同参与谐振,电流 i Lr 与电流i Lm 相等,变压器原副边均无电流,负载由输出滤波电容供电。
开关模态1 [t 0t 1],对应图3:t 0时刻,关断开关管S 2S 3,由于电感L m 较大且该模态持续时间很短,可以近似认为谐振电感电流不变,i Lr  = i Lm = I m i Lr 给开关管S 2S 3结电容充电,同时给开关管S 1S 4结电容放电。由于开关管S 1~ S 4的结电容限制了开关管S 2S 3两端的电压上升率,因此S 2S 3近似为零电压关断。
开关模态2 [t 1t 2],对应图4:t 1时刻,v AB 由-V in 上升至V in ,因此,关管S 1S 4此时开通为零电压开通。同时,电流i Lr 开始谐振上升并大于电流i Lm ,副边有电流产生,流经二极管D R1、开关管S 5、二极管D R5,将副边电压V sec 钳位在V o /2。电感L m 电压被钳位为nV o /2,不参与谐振,仅电感L r 和电容C r 参与谐振。
开关模态3 [t 2t 3],对应图5:t 2时刻,开关管S 5关断,由于开关管S 5结电容限制了开关管S 5两端的电压上升率,因此S 5近似为零电压关断。
开关模态4 [t 3t 4],对应图6:t 3时刻,开关管Q 6开通,由于此时没有电流流过Q 6,开关管Q 6为零电流开通。副边电流经二极管D R1、电容C o1、电容C o2、二极管D R4,将副边电压V sec 钳位在V o ,电感L m 电压继续被钳位为nV o ,不参与谐振,仅电感L r 和电容C r 参与谐振。
 开关模态5 [t 4t 5],对应图7:t 4时刻,电流i Lr 谐振到与电流i Lm 相等,此时变换器原边与副边脱开,整流二极管D R1D R4为ZCS关断,不存在反向恢复问题。电感L m 两端的电压不再被箝位在nV o ,与L r C r 一起谐振工作。
t 5时刻,关断开关管S 1S 4,进入下半个工作周期,变换器的工作原理与上半个周期工作情况类似,这里将不再赘述。

Claims (3)

1.一种可调压定频LLC谐振变换器,其特征在于:
所述可调压定频LLC谐振变换器由输入源(V in )、原边开关电路(10)、谐振腔(20)、副边开关电路(30)、变压器(T r )、第一输出滤波电容(C o1)、第二输出滤波电容(C o2)和负载(R o )构成,其中原边开关电路(10)由第一开关管(S 1)、第二开关管(S  2)、第三开关管(S 3)和第四开关管(S 4)构成,谐振腔(20)由串联谐振电感(L r )、并联谐振电感(L m )和串联谐振电容(C r )构成,副边开关电路(30)由第一二极管(D R1)、第二二极管(D R2)、第三二极管(D R3)、第四二极管(D R4)、第五二极管(D R5)、第六二极管(D R6)、第五开关管(S 5)和第六开关管(S 6)构成,变压器(T r )包括原边绕组(N P )和副边绕组(N S );
所述输入源(V in )的正极分别与第一开关管(S 1)的漏极和第二开关管(S 2)的漏极相连,第一开关管(S 1)的源极分别连于第三开关管(S 3)的漏极和串联谐振电感(L r )的一端,串联谐振电感(L r )的另一端连于并联谐振电感(L m )的一端和变压器(T r )原边绕组(N P )的同名端,变压器(T r )原边绕组(N P )的非同名端连于并联谐振电感(L m )的另一端和串联谐振电容(C r )的一端,串联谐振电容(C r )的另一端连接于第二开关管(S 2)的源极和第四开关管(S 4)的漏极,第四开关管(S 4)的源极连于第三开关管(S 3)的源极和输入源(V in )的负极;
所述变压器(T r )副边绕组(N S )的同名端连于第一二极管(D R1)的阳极、第三二极管(D  R3)的阴极,第一二极管(D R1)的阴极连接于第二二极管(D R2) 的阴极、第一输出滤波电容(C o1)的一端和负载(R o )的一端,负载(R o )的另一端连于第二输出滤波电容(C o2)的一端、第三二极管(D R3)的阳极和第四二极管(D R4)的阳极,第一输出滤波电容(C o1)的另一端连于第二输出滤波电容(C o2)的另一端、第五开关管(S 5)的漏极、第六二极管(D R6)的阴极,第五开关管(S 5)的源极连于第五二极管(D R5)的阳极,第六二极管(D R6)的阳极连接于第六开关管(S 6)的源极,第五二极管(D R5)的阴极连接于第六开关管(S 6)的漏极、第二二极管(D R2)的阳极、第四二极管(D R4)的阴极和变压器(T r )副边绕组(N S )的非同名端。
2.根据权利要求1所述可调压定频LLC谐振变换器,其特征在于:第一开关管~第六开关管选用带有寄生体二极管的半导体开关器件,或在其漏极和源极两端反并联二极管。
3.根据权利要求2所述可调压定频LLC谐振变换器,其特征在于:第一开关管~第六开关管选用金属氧化物半导体场效应晶体管。
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