CN114204820B - 具有高、低级数倍压电路切换功能的高频谐振变换器电路 - Google Patents

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Abstract

本发明涉及高频谐振变换器技术领域，提供一种具有高、低级数倍压电路切换功能的高频谐振变换器电路，包括变压器T1、设置在变压器T1原边侧的变换器电路以及设置在变压器T1副边侧的高增益整流电路，变换器电路可以采用半桥变换器电路或全桥变换器电路，变压器T1副边漏感Lr、副边励磁电感Lm和电容Cr1、Cr2组成谐振腔，实现主开关管的软开关功能；开关管S3、S4、S5、S6和S7，电容Cr1、Cr2、Co1和Co2组成了能够实时调节变比的高增益整流电路，通过调节开关管S7的通断实现高级数倍压电路与低级数倍压电路之间的切换。通过增加倍压电路有源开关管的方法，使倍压电路从结构上实现高、低级数倍压电路的切换功能，从而扩展调节范围。

Description

具有高、低级数倍压电路切换功能的高频谐振变换器电路
技术领域
本发明涉及高频谐振变换器技术领域，特别是涉及一种具有高、低级数倍压电路切换功能的高频谐振变换器电路。
背景技术
在“碳达峰”和“碳中和”的“双碳”战略背景下，新能源汽车、光伏和储能等新能源产业逐渐成为实现减碳节能的关键产业。在《能源发展“十三五”规划》中，可再生能源总投资规模达2.5万亿元，新能源变换装置被列为关键技术进行集中攻关。现阶段新能源电动汽车、储能系统、通信基站以及大型数据中心等分布式电源系统对变换器的功率密度、重量以及稳定性提出的更为严苛的要求因此，这类产业在今后的一段时间内依然是科技发展的重要推动力。
而随着新能源技术在更广泛的场景中得到应用，DC-DC变换器作为整个新能源变换系统中必不可少的部分，其主要充当与电池以及超级电容等直流可再生能源之间的连接作用，以及负责系统内各直流母线之间电压等级的转换。尤其随着新能源的广泛使用，DC-DC变换器朝着宽输入范围、高增益、高效率、高功率密度的方向发展。
新能源系统结构框图如图1所示。光伏电池、锂离子蓄电池等电池单体具有输出电压较低的特点。通过并联电池单体或单元组件的形式也可以实现大功率输出，但相较于串联结构，并联方式得到的输出电压较低。因此低压输入、高压输出的高增益变换器研究受到了广泛关注。在一些具有安全性要求的应用场合下，需要采用隔离型变换器以实现升压功能。在实际应用中多数利用调节变压器的匝比来实现高增益。然而，当匝比过大时，变压器的耦合效率将产生下降，且低压侧绕组由于电流过大而必须采用横截面积更大的导线或者铜皮，增大了变压器的铜损。因此，匝比增大会在一定程度上降低变压器的转换效率。从这个角度来讲，如何在变压器匝比较小的条件下实现变换器较高的电压增益，成为实际应用中应当研究和解决的问题。
传统变换器的实现普遍存在以下问题：
1、根据低压输入、高压输出的高增益应用需求特点，传统反激电路实现升压功能主要依靠于变压器的匝比调整实现，绕组磁芯处于单向磁化状态，受限于反激类变换器的功率处理能力，不易扩展至大功率应用场合。
2、传统低压输入、高压输出的高增益变换器通常采用硬开关工作状态，无法提高功率密度。
3、传统高增益变换器的变比调价范围有限。
发明内容
本发明所要解决的技术问题是：为了克服现有技术中的不足，本发明提供一种具有高、低级数倍压电路切换功能的高频谐振变换器电路，基于高效的单级LLC拓扑，设计出具有高增益、高功率密度的隔离型DC/DC变换器。
本发明解决其技术问题所要采用的技术方案是：一种具有高、低级数倍压电路切换功能的高频谐振变换器电路，包括变压器T1、设置在变压器T1原边侧的变换器电路以及设置在变压器T1副边侧的高增益整流电路，其中，所述高增益整流电路包括开关管S3、S4、S5、S6和S7，电容Cr1、Cr2、Co1和Co2，其中，开关管S3、S4、S5和S6依次串联，串联后电路中开关管S3的漏极和开关管S6的源极分别引出作为高频谐振变换器电路输出侧的输出端加载至负载电阻RL两端；变压器T1副边侧的正输出端分为两路，一路串接电容Cr1后连接至开关管S3和开关管S4的公共端，另一路串接电容Cr2后连接至开关管S5和开关管S6的公共端，变压器T1副边侧的负输出端连接至开关管S4和开关管S5的公共端，并连接至开关管S7的源极，电容Co1并联在开关管S3的漏极开关管S7的漏极之间，电容Co2并联在开关管S6的源极与开关管S7的漏极之间。
所述变压器T1实现隔离功能，变压器T1副边漏感Lr、副边励磁电感Lm和电容Cr1、Cr2组成谐振腔，实现主开关管的软开关功能；所述开关管S3、S4、S5、S6和S7，电容Cr1、Cr2、Co1和Co2组成了能够实时调节变比的高增益整流电路，通过调节开关管S7的通断实现高级数倍压电路与低级数倍压电路之间的切换功能。
作为优选，所述变换器电路为半桥变换器电路或全桥变换器电路。
具体的，所述半桥变换器电路包括开关管S1和开关管S2，所述开关管S1和开关管S2依次串联，串联后的电路输入侧并联输入电容Cin和输入电源Vin，且开关管S1的漏极连接输入电源Vin的正极，开关管S2的源极连接输入电源Vin的负极；所述开关管S1和开关管S2的公共端连接至变压器T1原边侧的正输入端，变压器T1原边侧的负输入端连接输入电源Vin负极。
进一步，所述开关管S1、S2、S3、S4、S5、S6和S7的栅极分别连接至驱动控制电路的对应信号端。驱动控制电路可以采用基于图腾柱结构的拉/灌电流独立的驱动电路等现有技术实现，由于不是本发明的创新点所在，因此，此处不做详细赘述。
进一步，为了实现高、低级数倍压电路切换，所述高频谐振变换器电路具有二倍压模式和四倍压模式，且能够在二倍压模式和四倍压模式之间进行实时切换；通过调节开关管S7的通断可实时切换同时具备二倍压、四倍压模式，从而实现高、低级数倍压电路的切换功能，从而扩展调节范围。当开关管S7关断是，可实现二倍压升压功能，当开关管S7关断时，可实现四倍压升压功能。
不同模式下的工作原理如下：
四倍压模式：开关管S7处于导通状态，进入四倍压模式，在四倍压模式下的正半周期，开关管S1导通状态，开关管S2关断状态，高增益整流电路中的开关管S3和S5导通状态，开关管S4和S6处于关断状态，变压器T1正向励磁，变压器T1的副边励磁电感Lm和副边漏感Lr与整流输入电容Cr1、Cr2谐振，经过谐振腔将四倍频整流输出电压的能量传递到输出侧（副边侧）负载上；在四倍压模式下的负半周期，开关管S1关断状态，开关管S2导通状态，高增益整流电路中的开关管S4和S6导通状态，开关管S3和S5处于关断状态，此时，变压器T1反向励磁，变压器T1的副边励磁电感Lm和副边漏感Lr与整流输入电容Cr1、Cr2谐振，经过谐振腔将四倍频整流输出电压的能量传递到输出侧（副边侧）负载上；
二倍压模式：开关管S7处于关断状态，进入二倍压模式，在二倍压模式下的正半周期，开关管S1导通状态，开关管S2关断状态，高增益整流电路中的开关管S3和S5导通状态，开关管S4和S6处于关断状态，变压器T1正向励磁，变压器T1的副边励磁电感Lm和副边漏感Lr与整流输入电容Cr1、Cr2谐振，经过谐振腔将四倍频整流输出电压的能量传递到输出侧（副边侧）负载上；在二倍压模式下的负半周期，开关管S1关断状态，开关管S2导通状态，高增益整流电路中的开关管S4和S6导通状态，开关管S3和S5处于关断状态，此时，变压器T1反向励磁，变压器T1的副边励磁电感Lm和副边漏感Lr与整流输入电容Cr1、Cr2谐振，经过谐振腔将四倍频整流输出电压的能量传递到输出侧（副边侧）负载上。
本发明的有益效果是：
1、根据低压输入、高压输出的高增益应用需求，本发明采用LLC谐振变换器、倍压电路相结合的方法，构造能够自然实现软开关、实现高效率输出的隔离型高增益DC-DC变换器拓扑，有效减小器件应力，并提高了单独变换器的增益能力，可扩展至大功率应用场合。
2、倍压整流电路中的输入电容作为谐振电容，可以匹配变压器二次侧电感(漏感、励磁感)形成谐振回路，从而为实现软开关提供必要条件，且简化了电路结构。开关管处于软开关工作状态，提高开关器件的工作频率，从而提升功率密度，该电路工作频率可提高至MHz。
3、通过增加倍压电路有源开关管的方法，使倍压电路从结构上实现高、低级数倍压电路的切换功能，从而扩展调节范围。
附图说明
下面结合附图和实施例对本发明作进一步说明。
图1是新能源系统结构框图。
图2是本发明高频谐振变换器电路的原理示意图。
图3是二倍压模式正半周的原理示意图。
图4是二倍压模式负半周的原理示意图。
图5是四倍压模式正半周的原理示意图。
图6是四倍压模式负半周的原理示意图。
图7是二倍压、四倍压模式的实现方式等效电路模型。
图8是四倍压模式下高增益电路拓扑输出波形。
具体实施方式
现在结合附图对本发明作详细的说明。此图为简化的示意图，仅以示意方式说明本发明的基本结构，因此其仅显示与本发明有关的构成。
如图2所示，本发明的一种具有高、低级数倍压电路切换功能的高频谐振变换器电路，包括变压器T1、设置在变压器T1原边侧的变换器电路以及设置在变压器T1副边侧的高增益整流电路，本实施例中变换器电路采用半桥变换器电路。
所述半桥变换器电路包括开关管S1和开关管S2，所述开关管S1和开关管S2依次串联，串联后的电路输入侧并联输入电容Cin和输入电源Vin，且开关管S1的漏极连接输入电源Vin的正极，开关管S2的源极连接输入电源Vin的负极；所述开关管S1和开关管S2的公共端连接至变压器T1原边侧的正输入端，变压器T1原边侧的负输入端连接输入电源Vin负极。
所述高增益整流电路包括开关管S3、S4、S5、S6和S7，电容Cr1、Cr2、Co1和Co2，其中，开关管S3、S4、S5和S6依次串联，串联后电路中开关管S3的漏极和开关管S6的源极分别引出作为高频谐振变换器电路输出侧的输出端加载至负载电阻RL两端；变压器T1副边侧的正输出端分为两路，一路串接电容Cr1后连接至开关管S3和开关管S4的公共端，另一路串接电容Cr2后连接至开关管S5和开关管S6的公共端，变压器T1副边侧的负输出端连接至开关管S4和开关管S5的公共端，并连接至开关管S7的源极，电容Co1并联在开关管S3的漏极开关管S7的漏极之间，电容Co2并联在开关管S6的源极与开关管S7的漏极之间。
所述开关管S1、S2、S3、S4、S5、S6和S7的栅极分别连接至驱动控制电路的对应信号端。所述变压器T1实现隔离功能，变压器T1副边漏感Lr、副边励磁电感Lm和电容Cr1、Cr2组成谐振腔，实现主开关管的软开关功能；所述开关管S3、S4、S5、S6和S7，电容Cr1、Cr2、Co1和Co2组成了能够实时调节变比的高增益整流电路，通过调节开关管S7的通断实现高级数倍压电路与低级数倍压电路之间的切换功能。
如图3-图7所示，高频谐振变换器电路具有二倍压模式和四倍压模式，且能够在二倍压模式和四倍压模式之间进行实时切换；通过调节开关管S7的通断可实时切换同时具备二倍压、四倍压模式，从而实现高、低级数倍压电路的切换功能，从而扩展调节范围。当开关管S7关断是，可实现二倍压升压功能，当开关管S7关断时，可实现四倍压升压功能。图中，开关管关断用虚线表示，开关管导通用实线表示。
不同模式下的工作原理如下：
四倍压模式：开关管S7处于导通状态，进入四倍压模式。
如图5所述，在四倍压模式下的正半周期，开关管S1导通状态，开关管S2关断状态，高增益整流电路中的开关管S3和S5导通状态，开关管S4和S6处于关断状态，变压器T1正向励磁，变压器T1的副边励磁电感Lm和副边漏感Lr与整流输入电容Cr1、Cr2谐振，经过谐振腔将四倍频整流输出电压的能量传递到输出侧（副边侧）负载上。
如图6所示，在四倍压模式下的负半周期，开关管S1关断状态，开关管S2导通状态，高增益整流电路中的开关管S4和S6导通状态，开关管S3和S5处于关断状态，此时，变压器T1反向励磁，变压器T1的副边励磁电感Lm和副边漏感Lr与整流输入电容Cr1、Cr2谐振，经过谐振腔将四倍频整流输出电压的能量传递到输出侧（副边侧）负载上。
二倍压模式：开关管S7处于关断状态，进入二倍压模式。
如图3所示，在二倍压模式下的正半周期，开关管S1导通状态，开关管S2关断状态，高增益整流电路中的开关管S3和S5导通状态，开关管S4和S6处于关断状态，变压器T1正向励磁，变压器T1的副边励磁电感Lm和副边漏感Lr与整流输入电容Cr1、Cr2谐振，经过谐振腔将四倍频整流输出电压的能量传递到输出侧（副边侧）负载上。
如图4所示，在二倍压模式下的负半周期，开关管S1关断状态，开关管S2导通状态，高增益整流电路中的开关管S4和S6导通状态，开关管S3和S5处于关断状态，此时，变压器T1反向励磁，变压器T1的副边励磁电感Lm和副边漏感Lr与整流输入电容Cr1、Cr2谐振，经过谐振腔将四倍频整流输出电压的能量传递到输出侧（副边侧）负载上。
二倍压模式和四倍压模式除了开关管S7的通断状态不同之外，二者正负半周工作过程基本相同。
二倍压、四倍压电路的结构具有一定的相似性，且本发明所提电路谐振电容Cr1和Cr2均位于与二次侧绕组相连的桥臂中。如果基于四倍压电路的结构，控制滤波电容Co1、Co2中点与倍压极管中点通路的导通和关断状态，则可以将电路结构变为“4倍-2 倍压电路”，从而实现同时具备二倍压、四倍压功能。为说明可实时切换同时具备“二倍压、四倍压”模式图7给出了其等效电路图。
如图8所示，给出四倍压模式下，高增益电路拓扑输出波形。此时，输入电压10V，输出电压为100V。图中给出了开关管S1的驱动波形，开关管S4的漏源电压波形，及谐振电感电流波形，开关管S1的驱动波形是图8中最上方的方波信号Vgs1，该波形用于驱动高频功率半导体器件。谐振电感电流波形是图8中间的脉动信号i Lr，该信号具有正负交变特性，电感电流每个周期励磁归零，因此不存在励磁饱和问题。开关管S4的漏源电压波形是图8最下方的的波形Vds4，电压处于高电平时代表开关管处于截止状态，此时开关管承受正向电压；当电压处于零时代表开关管处于导通状态，此时开关管压降接近于零。
由于倍压整流电路的结构决定了其具有自然升压特性，因此在二次侧引入倍压电路可缩减变压器的升压匝比。同时，倍压整流电路中的电容可以匹配变压器二次侧电感(漏感、励磁感)形成谐振回路，从而为实现软开关提供必要条件。因此，本电路拓扑利用倍压输入电容与变压器二次侧漏感形成谐振腔，简化了电路结构。因此，本电路具有简洁的电路结构，同时具备自然高增益升压特性，能够实现软开关工作方式，保证高效率输出。通过增加倍压电路有源开关管的方法，使倍压电路从结构上实现高、低级数倍压电路的切换功能，从而扩展调节范围。
以上述依据本发明的理想实施例为启示，通过上述的说明内容，相关的工作人员完全可以在不偏离本发明的范围内，进行多样的变更以及修改。本项发明的技术范围并不局限于说明书上的内容，必须要根据权利要求范围来确定其技术性范围。

Claims (4)

1.一种具有高、低级数倍压电路切换功能的高频谐振变换器电路，其特征在于：包括变压器T1、设置在变压器T1原边侧的变换器电路以及设置在变压器T1副边侧的高增益整流电路，其中，
所述高增益整流电路包括开关管S3、S4、S5、S6和S7，电容Cr1、Cr2、Co1和Co2，其中，开关管S3、S4、S5和S6依次串联，串联后电路中开关管S3的漏极和开关管S6的源极分别引出作为高频谐振变换器电路输出侧的输出端加载至负载电阻RL两端；变压器T1副边侧的正输出端分为两路，一路串接电容Cr1后连接至开关管S3和开关管S4的公共端，另一路串接电容Cr2后连接至开关管S5和开关管S6的公共端，变压器T1副边侧的负输出端连接至开关管S4和开关管S5的公共端，并连接至开关管S7的源极，电容Co1并联在开关管S3的漏极开关管S7的漏极之间，电容Co2并联在开关管S6的源极与开关管S7的漏极之间；
所述变压器T1副边漏感Lr、副边励磁电感Lm和电容Cr1、Cr2组成谐振腔，实现主开关管的软开关功能；所述开关管S3、S4、S5、S6和S7，电容Cr1、Cr2、Co1和Co2组成了能够实时调节变比的高增益整流电路，通过调节开关管S7的通断实现高级数倍压电路与低级数倍压电路之间的切换；
所述高频谐振变换器电路具有二倍压模式和四倍压模式，且能够在二倍压模式和四倍压模式之间进行实时切换；
四倍压模式：开关管S7处于导通状态，进入四倍压模式，在四倍压模式下的正半周期，开关管S1导通状态，开关管S2关断状态，高增益整流电路中的开关管S3和S5导通状态，开关管S4和S6处于关断状态，变压器T1正向励磁，变压器T1的副边励磁电感Lm和副边漏感Lr与整流输入电容Cr1、Cr2谐振，经过谐振腔将四倍频整流输出电压的能量传递到输出侧负载上；在四倍压模式下的负半周期，开关管S1关断状态，开关管S2导通状态，高增益整流电路中的开关管S4和S6导通状态，开关管S3和S5处于关断状态，此时，变压器T1反向励磁，变压器T1的副边励磁电感Lm和副边漏感Lr与整流输入电容Cr1、Cr2谐振，经过谐振腔将四倍频整流输出电压的能量传递到输出侧负载上；
二倍压模式：开关管S7处于关断状态，进入二倍压模式，在二倍压模式下的正半周期，开关管S1导通状态，开关管S2关断状态，高增益整流电路中的开关管S3和S5导通状态，开关管S4和S6处于关断状态，变压器T1正向励磁，变压器T1的副边励磁电感Lm和副边漏感Lr与整流输入电容Cr1、Cr2谐振，经过谐振腔将四倍频整流输出电压的能量传递到输出侧负载上；在二倍压模式下的负半周期，开关管S1关断状态，开关管S2导通状态，高增益整流电路中的开关管S4和S6导通状态，开关管S3和S5处于关断状态，此时，变压器T1反向励磁，变压器T1的副边励磁电感Lm和副边漏感Lr与整流输入电容Cr1、Cr2谐振，经过谐振腔将四倍频整流输出电压的能量传递到输出侧负载上。
2.如权利要求1所述的具有高、低级数倍压电路切换功能的高频谐振变换器电路，其特征在于：所述变换器电路为半桥变换器电路或全桥变换器电路。
3.如权利要求2所述的具有高、低级数倍压电路切换功能的高频谐振变换器电路，其特征在于：所述半桥变换器电路包括开关管S1和开关管S2，所述开关管S1和开关管S2依次串联，串联后的电路输入侧并联输入电容Cin和输入电源Vin，且开关管S1的漏极连接输入电源Vin的正极，开关管S2的源极连接输入电源Vin的负极；所述开关管S1和开关管S2的公共端连接至变压器T1原边侧的正输入端，变压器T1原边侧的负输入端连接输入电源Vin负极。
4.如权利要求3所述的具有高、低级数倍压电路切换功能的高频谐振变换器电路，其特征在于：所述开关管S1、S2、S3、S4、S5、S6和S7的栅极分别连接至驱动控制电路的对应信号端。
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