CN220440568U - 一种电源电路和电源设备 - Google Patents

Abstract

本申请公开了一种电源电路和电源设备，该电源电路包括：直流电源、主控电路、全桥逆变电路、谐振电路、隔离变压器以及调节电路，隔离变压器包括原边绕组和副边绕组；其中，全桥逆变电路连接直流电源、主控电路以及谐振电路，谐振电路连接原边绕组，原边绕组耦合副边绕组，调节电路连接副边绕组，且主控电路和调节电路用于连接外部的负载电路；主控电路和调节电路检测负载电路的输入电压，以根据输入电压分别控制全桥逆变电路的工作模式和原边绕组与副边绕组的等效匝数比；其中，工作模式包括全桥工作模式和半桥工作模式。本申请中的电源电路开关损耗较低，转换效率高，输出功率的范围较宽广。

Description

一种电源电路和电源设备

技术领域

本申请涉及电源管理技术领域，尤其涉及一种电源电路和电源设备。

背景技术

现今，因电压变换器是实现电气系统电能变换和传输的重要电气设备，被广泛应用于国民经济的各行各业，特别是近几年来，随着电动汽车市场在国内外的快速发展，作为电动汽车充电系统核心DC/DC(直流变直流)变换器的研究愈发重视。目前市场上主流的充电模块均以全桥LLC(电感电容电路)拓扑或其它衍生LLC拓扑为主要电路形式。但同时，充电模块为了兼容更多不同车型、不同电压等级电池的充电系统，DC/DC变换器充电模块的输出电压范围往往需覆盖到50V-1000V，超宽的输出电压范围给LLC的高效率转化也带来了一定的挑战。

而虽然LLC变换器辅以高低压组合方式实现了宽电压范围输出，但往往受拓扑结构和控制方式限制，以致在直流输出为50V-200V时，往往会存在变换器中的开关管频率远高于谐振频率，造成开关管应力严峻，模块转换效率低，输出功率受限等问题。

实用新型内容

本申请提供一种电源电路和电源设备，该电源电路能够解决现有技术中的电压变换器在兼顾宽电压输出时，将造成开关管应力严峻，模块转换效率低，输出功率受限的问题。

为解决上述技术问题，本申请采用的一个技术方案是：提供一种电源电路，其中，该电源电路包括：直流电源、主控电路、全桥逆变电路、谐振电路、隔离变压器以及调节电路，隔离变压器包括原边绕组和副边绕组；其中，全桥逆变电路连接直流电源、主控电路以及谐振电路，谐振电路连接原边绕组，原边绕组耦合副边绕组，调节电路连接副边绕组，且主控电路和调节电路用于连接外部的负载电路；主控电路和调节电路检测负载电路的输入电压，以根据输入电压分别控制全桥逆变电路的工作模式和原边绕组与副边绕组的等效匝数比；其中，工作模式包括全桥工作模式和半桥工作模式。

其中，主控电路在确定输入电压高于第一电压阈值时，向全桥逆变电路发送第一控制信号，以使全桥逆变电路工作在全桥工作模式；主控电路在确定输入电压低于第一电压阈值，并高于第二电压阈值时，向全桥逆变电路发送第二控制信号，以使全桥逆变电路工作在全桥工作模式；主控电路在确定输入电压低于第二电压阈值时，向全桥逆变电路发送第三控制信号，以使全桥逆变电路工作在半桥工作模式。

其中，全桥逆变电路包括第一电容、第二电容、第一至第八开关管以及第一至第四续流二极管；其中，第一电容的第一端连接直流电源的正极、第一开关管的第一端以及第五开关管的第一端，第一电容的第二端连接第二电容的第一端、第一续流二极管的第一端、第二续流二极管的第二端、第三续流二极管的第一端、第四续流二极管的第二端，第一开关管的第二端连接第一续流二极管的第二端和第二开关管的第一端，第五开关管的第二端连接第三续流二极管的第二端和第六开关管的第一端，第二开关管的第二端连接第三开关管的第一端和全桥逆变电路的第一端，第六开关管的第二端连接第七开关管的第一端和全桥逆变电路的第二端，第三开关管的第二端连接第二续流二极管的第一端、第四开关管的第一端，第七开关管的第二端连接第四续流二极管的第一端和第八开关管的第一端，第二电容的第二端连接直流电源的负极、第四开关管的第二端以及第八开关管的第二端，第一至第八开关管的第三端分别连接于主控电路的第一至第八端。

其中，主控电路在确定输入电压高于第二电压阈值时，在向第一开关管、第二开关管、第七开关管以及第八开关管发送驱动信号后，交替向第三开关管、第四开关管、第五开关管以及第六开关管发送驱动信号。

其中，主控电路在确定输入电压低于第二电压阈值时，在向第一开关管和第二开关管发送驱动信号后，交替向第三开关管和第四开关管发送驱动信号，并持续向第五开关管和第六开关管发送驱动信号。

其中，主控电路在确定输入电压低于第二电压阈值时，在向第一开关管和第二开关管发送驱动信号后，交替向第三开关管和第四开关管发送驱动信号，并持续向第七开关管和第八开关管发送驱动信号。

其中，主控电路在确定输入电压低于第二电压阈值时，在向第五开关管和第六开关管发送驱动信号后，交替向第七开关管和第八开关管发送驱动信号，并持续向第一开关管和第二开关管发送驱动信号；或，在向第五开关管和第六开关管发送驱动信号后，交替向第七开关管和第八开关管发送驱动信号，并持续向第三开关管和第四开关管发送驱动信号。

其中，副边绕组包括第一副边绕组和第二副边绕组，第一副边绕组和第二副边绕组耦合原边绕组，并连接调节电路。

其中，调节电路在确定输入电压高于第一电压阈值时，向第一副边绕组和第二副边绕组发送第一调节信号，以使第一副边绕组与第二副边绕组相串联；调节电路在确定输入电压低于第一电压阈值，并高于第二电压阈值时，向第一副边绕组和第二副边绕组发送第二调节信号，以使第一副边绕组与第二副边绕组相并联；调节电路在确定输入电压低于第二电压阈值时，向第一副边绕组和第二副边绕组发送第三调节信号，以使第一副边绕组与第二副边绕组相并联。

为解决上述技术问题，本申请采用的又一个技术方案是：提供一种电源设备，其中，该电源设备包括壳体及连接于壳体的电源电路；其中，该电源电路为如上任一项所述电源电路。

本申请的有益效果是：区别于现有技术，本申请提供的电源电路中的主控电路和调节电路能够对应检测负载电路的输入电压，以根据该输入电压灵活控制全桥逆变电路工作在全桥工作模式或半桥工作模式，并辅以对原边绕组与副边绕组的等效匝数比的配合控制，从而能够有效降低电源电路中的开关管电压应力，以实现变换器的超宽输出电压范围，且电源电路中的开关管在各个电压输出范围内可以实现在谐振电路的谐振频率点附近工作，以便最优的谐振软开关实现，减小开关损耗，提高变换器整体转换效率，并使输出功率的范围更宽广。

附图说明

为了更清楚地说明本申请实施例中的技术方案，下面将对实施例描述中所需要使用的附图作简单地介绍，显而易见地，下面描述中的附图仅仅是本申请的一些实施例，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动的前提下，还可以根据这些附图获得其他的附图。其中：

图1是本申请电源电路第一实施例的结构示意图；

图2是本申请电源电路第二实施例的结构示意图；

图3是全桥逆变电路工作在全桥工作模式时各开关管的驱动波形示意图；

图4是全桥逆变电路工作在半桥工作模式时各开关管在一实施例中的驱动波形示意图；

图5是全桥逆变电路工作在半桥工作模式时各开关管在另一实施例中的驱动波形示意图；

图6是本申请电源电路在全桥逆变电路分别工作在全桥工作模式和半桥工作模式下的输出电压示意图；

图7是本申请电源电路在全桥逆变电路分别工作在全桥工作模式和半桥工作模式下输出电压的增益曲线示意图；

图8是本申请电源电路控制方法一实施例的流程示意图；

图9是本申请电源设备一实施例的结构示意图。

具体实施方式

下面将结合本申请实施例中的附图，对本申请实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例仅是本申请的一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本申请中的实施例，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本申请保护的范围。

本申请中的术语“第一”、“第二”、“第三”仅用于描述目的，而不能理解为指示或暗示相对重要性或者隐含指明所指示的技术特征的数量。由此，限定有“第一”、“第二”、“第三”的特征可以明示或者隐含地包括至少一个该特征。本申请的描述中，“多个”的含义是至少两个，例如两个，三个等，除非另有明确具体的限定。本申请实施例中所有方向性指示(诸如上、下、左、右、前、后……)仅用于解释在某一特定姿态(如附图所示)下各部件之间的相对位置关系、运动情况等，如果该特定姿态发生改变时，则该方向性指示也相应地随之改变。此外，术语“包括”和“具有”以及它们任何变形，意图在于覆盖不排他的包含。例如包含了一系列步骤或单元的过程、方法、系统、产品或设备没有限定于已列出的步骤或单元，而是可选地还包括没有列出的步骤或单元，或可选地还包括对于这些过程、方法、产品或设备固有的其它步骤或单元。

在本文中提及“实施例”意味着，结合实施例描述的特定特征、结构或特性可以包含在本申请的至少一个实施例中。在说明书中的各个位置出现该短语并不一定均是指相同的实施例，也不是与其它实施例互斥的独立的或备选的实施例。本领域技术人员显式地和隐式地理解的是，本文所描述的实施例可以与其它实施例相结合。

下面结合附图和实施例对本申请进行详细的说明。

请参见图1，图1是本申请电源电路第一实施例的结构示意图。在本实施例中，该电源电路10包括：直流电源11、主控电路12、全桥逆变电路13、谐振电路14、隔离变压器15以及调节电路16。且该隔离变压器15又进一步包括原边绕组151和副边绕组152。

其中，本申请提供的一种电源电路10具体用于存在直流电压转换需求的电子设备，比如电动汽车充电模块中，以能够通过该电源电路10对应实现较大范围的输出电压，从而能够兼容更多不同车型、不同电压等级电池的充电需求。当然，在其它实施例中，该电源电路10具体还可以用于工控设备或光伏储能等其他任意合理的电子设备中，以满足不同负载的用电需求，本实施例对此并不加以限制。

具体地，该全桥逆变电路13对应连接于直流电源11、主控电路12以及谐振电路14，该谐振电路14又连接于原边绕组151，原边绕组151耦合副边绕组152，调节电路16连接副边绕组152，且该主控电路12和调节电路16用于连接外部的负载电路101，以能够分别对电源电路10输出给负载电路101的电压进行采样。

进一步地，在该主控电路12检测到负载电路101的输入电压，也即电源电路10对应输出给负载电路101的电压时，便能够根据该输入电压对全桥逆变电路13的工作模式进行控制，比如，基于该输入电压当前处于的电压范围向全桥逆变电路13中的各开关管发送相应的驱动信号，以使该全桥逆变电路13对应工作在全桥工作模式或半桥工作模式。

而在该调节电路16检测到负载电路101的输入电压时，则具体是根据该输入电压当前处于的电压范围对原边绕组151与副边绕组152的等效匝数比进行调节。

值得说明的是，假设隔离变压器15中的原边绕组151中的线圈匝数和副边绕组152中的线圈匝数分别为N1和N2，N1和N2的比值N1/N2就等于原边绕组151输入电压与副边绕组152输出电压的比值且等于副边绕组152的电流与原边绕组151的电流的比值。由于隔离变压器15的原边绕组151中的线圈匝数是固定不变的，调节电路16具体可以是根据负载电路101的输入电压，确定接入隔离变压器15中的副边绕组152的线圈匝数，或不同部分线圈的连接方式，从而改变隔离变压器15的原边绕组151与副边绕组152两者之间的等效匝数比，将输出电压分为不同的工作区间。

可理解的是，在负载电路101需要较高的输出电压，而谐振电路14的容量不变时，便需要通过调节电路16通过提高原边绕组151与副边绕组152的等效匝数比，并使全桥逆变电路13处于全桥工作模式下进行实现。但在负载电路101需要较低的输出电压，如果仅降低原边绕组151与副边绕组152的等效匝数比进行实现，又将使得全桥逆变电路13中的各开关管的开关频率与谐振电路14的谐振频率相差较大，以致将带来较大的开关损耗；而同时在将全桥逆变电路13的工作模式调整为半桥工作模式时，便能够有效将隔离变压器15的输入电压与输出电压比降到最低，以使全桥逆变电路13的开关频率得以降低，相比全桥工作模式更接近谐振频率，从而能够有效降低开关损耗。

上述方案，电源电路10中的主控电路12和调节电路16通过检测负载电路101的输入电压，以根据该输入电压灵活控制全桥逆变电路13工作在全桥工作模式或半桥工作模式，并辅以对原边绕组151与副边绕组152的等效匝数比的配合控制，从而能够有效降低电源电路10中的开关管电压应力，以实现变换器的超宽输出电压范围，且电源电路10中的开关管在各个电压输出范围内可以实现在谐振电路14的谐振频率点附近工作，以便最优的谐振软开关实现，减小开关损耗，提高变换器整体转换效率，并使输出功率的范围更宽广。

可理解的是，为有效满足电源电路10的宽电压范围输出，并使相应的开关频率尽可能的靠近谐振电路14的谐振频率，通常需要针对电源电路10的输出电压，也即负载电路101的输入电压对应处于的不同电压范围进行不同的控制方案。而不同电压范围具体可以通过至少一个设定电压阈值进行限定。

在一实施例中，该电源电路10中的主控电路12具体是通过确定该输入电压是否高于第一电压阈值以及是否高于第二电压阈值进行全桥逆变电路13的工作模式的调节控制。

具体地，该主控电路12在确定该输入电压高于第一电压阈值时，对应向全桥逆变电路13发送第一控制信号，以使全桥逆变电路13工作在全桥工作模式；在主控电路12确定该输入电压低于第一电压阈值，并高于第二电压阈值时，向全桥逆变电路13发送第二控制信号，以使全桥逆变电路13工作在全桥工作模式；而在主控电路12确定该输入电压低于第二电压阈值时，则向全桥逆变电路13发送第三控制信号，以使全桥逆变电路13工作在半桥工作模式。

值得说明的是，业内通常定义高压段电压等级为500V-1000V，低压段电压等级为200V-500V，超低压段电压等级为50V-200V，而该电源电路10具体是需要使用不同的控制方式实现兼容高压段、低压段以及超低压段的宽电压范围输出，也即该第一电压阈值具体可以为500V，而第二电压阈值则对应为200V。而在其他实施例中，该第一电压阈值和第二电压阈值具体还可以分别为550V和220V等任意合理的电压值，本申请对此不做限定。

可选地，该第一控制信号和第二控制信号均为调频调制信号，也即该电源电路10具体是变频驱动，即频率随着负载大小而变化，但占空比均为50％或60％等任意合理的比值。而其中该第一控制信号和第二控制信号分别对应具有不同的信号频率。

在一实施例中，该副边绕组152具体还进一步包括第一副边绕组(图未示出)和第二副边绕组(图未示出)，且该第一副边绕组和第二副边绕组分别耦合于原边绕组151，并对应连接调节电路16。

值得说明的是，该电源电路10中的直流电源11具体可以理解为一恒压源，而为实现不同电压范围的电压输出，通常便需要对隔离变压器15中的原边绕组151与副边绕组152的等效匝数比进行调节，比如通过将副边绕组152设置为可调绕组，以调节其接入电路的线圈匝数；而在该副边绕组152对应具有至少两个子绕组时，通过调节各子绕组的串、并联连接方式对该等效匝数比进行调节，相较而言通常具有更多的优势，比如，具有更多的对外连接端，以便于同时为更多的负载电路101提供输出电源等。

在一实施例中，该电源电路10中的调节电路16具体也是通过确定该输入电压是否高于第一电压阈值以及是否高于第二电压阈值进行第一副边绕组与第二副边绕组之间的连接方式的调节控制。

具体地，该调节电路16在确定输入电压高于第一电压阈值时，对应向第一副边绕组和第二副边绕组发送第一调节信号，以使第一副边绕组与第二副边绕组相串联；在调节电路16确定输入电压低于第一电压阈值，并高于第二电压阈值时，向第一副边绕组和第二副边绕组发送第二调节信号，以使第一副边绕组与第二副边绕组相并联；而在调节电路16确定输入电压低于第二电压阈值时，则向第一副边绕组和第二副边绕组发送第三调节信号，以使第一副边绕组与第二副边绕组相并联。

为方便理解，在以隔离变压器15的原边绕组151的线圈匝数为n1，而第一副边绕组和第二副边绕组的线圈匝数均为n2为例，则可知，在第一副边绕组与第二副边绕组相串联时，将得到耦合交流电压的副边线圈总匝数为2*n2，此时隔离变压器15的输出电压能够对应处于高压段范围；而在第一副边绕组与第二副边绕组相并联时，则将得到耦合交流电压的副边线圈总匝数为n2，此时隔离变压器15的输出电压则对应处于低压段范围或超低压段范围；因此，该调节电路16通过调整第一副边绕组与第二副边绕组之间的连接方式，便能够有效调节原边绕组151与副边绕组152的等效匝数比，进而实现输出电压在高压与低压之间的切换。

在一实施例中，该电源电路10具体还包括整流电路(图未示出)，该整流电路对应连接于调节电路16，并用于连接外部的负载电路101，以在将调节电路16输送给整流电路的交流电进行整流后，对应输出给负载电路101。

可选地，该主控电路12具体可以为MCU(Microcontroller Unit，微控制单元)电路、单片机或系统级芯片等任一合理的具有程序处理的功能电路，以方便用户根据电源电路10的实际应用场景合理进行控制信号生成程序的设置，或重置、更新，本申请对此不做限定。

请参见图2，图2是本申请电源电路第二实施例的结构示意图。本实施例是在本申请提供的电容放电电路第一实施例的基础上，该电源电路20中的全桥逆变电路23还进一步包括第一电容C1、第二电容C2、第一至第八开关管Q1-Q8以及第一至第四续流二极管D1-D4。

具体地，该第一电容C1的第一端连接直流电源21，也即直流电源U_dc的正极、第一开关管Q1的第一端以及第五开关管Q5的第一端，第一电容C1的第二端连接第二电容C2的第一端、第一续流二极管D1的第一端、第二续流二极管D2的第二端、第三续流二极管D3的第一端、第四续流二极管D4的第二端，第一开关管Q1的第二端连接第一续流二极管D1的第二端和第二开关管Q2的第一端，第五开关管Q5的第二端连接第三续流二极管D3的第二端和第六开关管Q6的第一端，第二开关管Q2的第二端连接第三开关管Q3的第一端和全桥逆变电路23的第一端，第六开关管Q6的第二端连接第七开关管Q7的第一端和全桥逆变电路23的第二端，第三开关管Q3的第二端连接第二续流二极管D2的第一端、第四开关管Q4的第一端，第七开关管Q7的第二端连接第四续流二极管D4的第一端和第八开关管Q8的第一端，第二电容C2的第二端连接直流电源21的负极、第四开关管Q4的第二端以及第八开关管Q8的第二端，第一至第八开关管Q8的第三端分别连接于主控电路12的第一至第八端。

值得说明的是，上述各开关管的第一端、第二端以及第三端分别为漏极、源极以及栅极；而各续流二极管的第一端和第二端分别为阳极和阴极；该全桥逆变电路23具体是由两个完全一致的桥臂组成，其中第一桥臂由第一至第四开关管Q1、Q2、Q3和Q4组成，第二桥臂由第五至第八开关管Q5、Q6、Q7和Q8组成。

且直流电源21作为全桥逆变电路23的输入，全桥逆变电路23的输出作为谐振电路24的输入；第一电容C1与第二电容C2的连接中点O与第一续流二极管D1的阳极、第三续流二极管D3的阳极互相连通，第一续流二极管D1、第二续流二极管D2、第三续流二极管D3和第四续流二极管D4为功率回路提供续流回路。

其中，该主控电路12在确定输入电压高于第二电压阈值时，具体是在向第一开关管Q1、第二开关管Q2、第七开关管Q7以及第八开关管Q8发送驱动信号后，交替向第三开关管Q3、第四开关管Q4、第五开关管Q5以及第六开关管Q6发送驱动信号，以使全桥逆变电路23工作在全桥工作模式。

且主控电路12在确定输入电压低于第二电压阈值时，则是在向第一开关管Q1和第二开关管Q2发送驱动信号后，交替向第三开关管Q3和第四开关管Q4发送驱动信号，并持续向第五开关管Q5和第六开关管Q6发送驱动信号，以使全桥逆变电路23工作在半桥工作模式。

在另一实施例中，在主控电路12确定输入电压低于第二电压阈值时，具体还可以在向第一开关管Q1和第二开关管Q2发送驱动信号后，交替向第三开关管Q3和第四开关管Q4发送驱动信号，并持续向第七开关管Q7和第八开关管Q8发送驱动信号，以使全桥逆变电路23工作在半桥工作模式。

在另一实施例中，在主控电路12确定输入电压低于第二电压阈值时，具体还可以在向第五开关管Q5和第六开关管Q6发送驱动信号后，交替向第七开关管Q7和第八开关管Q8发送驱动信号，并持续向第一开关管Q1和第二开关管Q2发送驱动信号，以使全桥逆变电路23工作在半桥工作模式。

在另一实施例中，在主控电路12确定输入电压低于第二电压阈值时，具体还可以在向第五开关管Q5和第六开关管Q6发送驱动信号后，交替向第七开关管Q7和第八开关管Q8发送驱动信号，并持续向第三开关管Q3和第四开关管Q4发送驱动信号，以使全桥逆变电路23工作在半桥工作模式。

进一步地，如图2所示，该谐振电路24具体还进一步包括谐振电感Lr和谐振电容Cr，而该电源电路20具体还包括滤波电容Co，其中，该谐振电感Lr、原边绕组Lm及谐振电容Cr具体是串联，并分别连接于第一桥臂中点a及第二桥臂中点b之间，而谐振电路24的输入电压可记为Uab；且整流电路27具体是与滤波电容Co和负载Ro相互并联；隔离变压器25包括原边绕组Lm，两个匝数相同的第一副边绕组Lf1和第二副边绕组Lf2，且原副边绕组匝数之比具体为n1:n2:n2，该第一副边绕组Lf1和第二副边绕组Lf2具体是经调节电路26及整流电路27输出后，与滤波电容Co和负载Ro共同实现直流输出，而通过调节电路26实现隔离变压器25副边等效绕组的变化，有效拓宽了隔离变压器25的输出电压范围。

可理解的是，如图3所示，图3是全桥逆变电路工作在全桥工作模式时各开关管的驱动波形示意图，当第一开关管Q1、第二开关管Q2和第三开关管Q3、第四开关管Q4交替导通，第一开关管Q1与第二开关管Q2共享相同驱动信号，第三开关管Q3与第四开关管Q4共享相同驱动信号，而第五开关管Q5、第六开关管Q6和第七开关管Q7、第八开关管Q8交替导通，第五开关管Q5与第六开关管Q6共享相同驱动信号，第七开关管Q7与第八开关管Q8共享相同驱动信号时，各开关管的开关频率相同，且具有固定占空比，通过调节各开关管频率来调节输出电压，则上述全桥逆变电路23将处于全桥工作模式。

进一步地，如图4所示，图4是全桥逆变电路工作在半桥工作模式时各开关管在一实施例中的驱动波形示意图，其中，当第一开关管Q1、第二开关管Q2和第三开关管Q3、第四开关管Q4交替导通，第一开关管Q1与第二开关管Q2共享相同驱动信号，第三开关管Q3与第四开关管Q4共享相同驱动信号，而第五开关管Q5、第六开关管Q6处于持续导通状态，第七开关管Q7、第八开关管Q8处于持续关断状态时，第一开关管Q1、第二开关管Q2、第三开关管Q3和第四开关管Q4开关频率相同，且具有固定占空比，通过调节开关管频率来调节输出电压，则上述全桥逆变电路23将处于半桥工作模式。

在另一实施例中，如图5所示，图5是全桥逆变电路工作在半桥工作模式时各开关管在另一实施例中的驱动波形示意图，其中，当第一开关管Q1、第二开关管Q2和第三开关管Q3、第四开关管Q4交替导通，第一开关管Q1与第二开关管Q2共享相同驱动信号，第三开关管Q3与第四开关管Q4共享相同驱动信号，而第五开关管Q5、第六开关管Q6处于持续关断状态，第七开关管Q7、第八开关管Q8处于持续导通状态时，第一开关管Q1、第二开关管Q2、第三开关管Q3和第四开关管Q4开关频率相同，且具有固定占空比，通过调节开关管频率来调节输出电压，则上述全桥逆变电路23也将处于半桥工作模式。

可理解的是，在其他实施例中，上述第一开关管Q1、第二开关管Q2所对应的工作状态的控制过程具体可以与第五开关管Q5、第六开关管Q6相互替换，且第三开关管Q3、第四开关管Q4所对应的工作状态的控制过程具体可以与第七开关管Q7、第八开关管Q8相互替换，在此不再一一赘述。

由此可知，通过对全桥逆变电路23中的各开关管驱动信号的改变，可有效实现全桥工作模式和半桥工作模式的切换。从图6可以看出，图6是本申请电源电路在全桥逆变电路分别工作在全桥工作模式和半桥工作模式下的输出电压示意图，在全桥工作模式下，谐振电路24的输入电压Uab为交流高频方波，谐振电容Cr电压均值为0。而在半桥工作模式下，谐振电路24输入电压Uab为直流高频方波，此时谐振电容Cr存在直流分量Udc/2。

因此，全桥模式下Uab不存在直流分量，而在半桥模式下存在Udc/2的直流分量，这个直流分量在被谐振电路24滤除后，半桥工作模式的谐振电路24输入电压便相当于同等条件下全桥模式下的一半，也即通过对开关管驱动方案的选取，便可以将谐振电路24输入电压降低或升高，等效的使得输出电压降低或升高。

其中，从图7也可以看出，图7是本申请电源电路在全桥逆变电路分别工作在全桥工作模式和半桥工作模式下输出电压的增益曲线示意图，其中，全桥逆变电路23在相同直流输入直流电压、相同直流输出电压的情况下，采用半桥工作模式相比采用全桥工作模式下的开关频率显然更接近于谐振电路24的谐振频率(fs1<fs2)，而这将大大减小开关损耗，特别有利于在50V-200V极低输出电压范围内使用。

为方便理解，请继续参阅图8，图8是本申请电源电路控制方法一实施例的流程示意图。

可理解的是，该电源电路20控制方法具体可对应为主控电路和调节电路26分别对全桥逆变电路23和隔离变压器25进行控制的具体方法，其中，当主控电路和调节电路26分别检测到输出给负载R0的电压处于高电压段500V-1000V，也即该输出电压大于500V时，主控电路将控制全桥逆变电路23工作在全桥工作模式，同时调节电路26将控制隔离变压器25中的第一副边绕组Lf1与第二副边绕组Lf2相串联，此时该隔离变压器25的原副边等效绕组匝数比将为n1/(2*n2)，而由于原边绕组Lm与第一副边绕组Lf1、第二副边绕组Lf2的等效匝数比较高，其对应的输入、输出电压的升压比也对应较高。

当确定该输出电压已降低至低电压段200V-500V，也即低于第一电压阈值，并高于第二电压阈值时，全桥逆变电路23处于全桥工作模式，同时隔离变压器25中的第一副边绕组Lf1与第二副边绕组Lf2通过调节电路26进行并联，其原边绕组Lm与第一副边绕组Lf1、第二副边绕组Lf2的等效匝数比将为n1/n2。

而当确定该输出电压继续降低至低电压段50V-200V，也即低于第二电压阈值时，全桥逆变电路23将由全桥工作模式切换为半桥工作模式，同时隔离变压器25的第一副边绕组Lf1与第二副边绕组Lf2将继续保持并联状态，其原边绕组Lm与第一副边绕组Lf1、第二副边绕组Lf2的等效匝数比将为n1/n2。由于此时全桥逆变电路23处于半桥工作模式，隔离变压器25输入电压与输出电压比最低，但此时全桥逆变电路23中的各开关管的开关频率能够得以降低，相比全桥工作模式将更接近于谐振电路24的谐振频率，以能够有效降低各开关管的开关损耗。

由此可知，通过改变全桥逆变电路23的各开关管运行在全桥工作模式或半桥工作模式，同时隔离变压器25的第一副边绕组Lf1和第二副边绕组Lf2智能切换为并联或串联模式，有效拓展了电源电路20的最大输出电压范围，实现了电源电路20在全电压范围内的高效率输出，极大的促进了该电源电路20在电动汽车充电、光伏储能、航空航天等领域内的广泛使用。

本申请还提供了一种电源设备，请参见图9，图9是本申请电源设备一实施例的结构示意图。在本实施例中，该电源设备30包括壳体31及连接于壳体31的电源电路32。

其中，该电源电路32具体可以为如上任一项所述的电源电路10或电源电路20，具体请参阅图1-图2及相关文字内容，在此不再赘述。

区别于现有技术，本申请提供的电源电路中的主控电路和调节电路能够对应检测负载电路的输入电压，以根据该输入电压灵活控制全桥逆变电路工作在全桥工作模式或半桥工作模式，并辅以对原边绕组与副边绕组的等效匝数比的配合控制，从而能够有效降低电源电路中的开关管电压应力，以实现变换器的超宽输出电压范围，且电源电路中的开关管在各个电压输出范围内可以实现在谐振电路的谐振频率点附近工作，以便最优的谐振软开关实现，减小开关损耗，提高变换器整体转换效率，并使输出功率的范围更宽广。

以上仅为本申请的实施方式，并非因此限制本申请的专利范围，凡是利用本申请说明书及附图内容所作的等效结构或等效流程变换，或直接或间接运用在其他相关的技术领域，均同理包括在本申请的专利保护范围内。

Claims (10)

1.一种电源电路，其特征在于，所述电源电路包括：直流电源、主控电路、全桥逆变电路、谐振电路、隔离变压器以及调节电路，所述隔离变压器包括原边绕组和副边绕组；

其中，所述全桥逆变电路连接所述直流电源、所述主控电路以及所述谐振电路，所述谐振电路连接所述原边绕组，所述原边绕组耦合所述副边绕组，所述调节电路连接所述副边绕组，且所述主控电路和所述调节电路用于连接外部的负载电路；

所述主控电路和所述调节电路检测所述负载电路的输入电压，以根据所述输入电压分别控制所述全桥逆变电路的工作模式和所述原边绕组与所述副边绕组的等效匝数比；其中，所述工作模式包括全桥工作模式和半桥工作模式。

2.根据权利要求1所述的电源电路，其特征在于，

所述主控电路在确定所述输入电压高于第一电压阈值时，向所述全桥逆变电路发送第一控制信号，以使所述全桥逆变电路工作在全桥工作模式；

所述主控电路在确定所述输入电压低于所述第一电压阈值，并高于第二电压阈值时，向所述全桥逆变电路发送第二控制信号，以使所述全桥逆变电路工作在全桥工作模式；

所述主控电路在确定所述输入电压低于所述第二电压阈值时，向所述全桥逆变电路发送第三控制信号，以使所述全桥逆变电路工作在半桥工作模式。

3.根据权利要求2所述的电源电路，其特征在于，

所述全桥逆变电路包括第一电容、第二电容、第一至第八开关管以及第一至第四续流二极管；

其中，所述第一电容的第一端连接所述直流电源的正极、第一开关管的第一端以及第五开关管的第一端，所述第一电容的第二端连接所述第二电容的第一端、第一续流二极管的第一端、第二续流二极管的第二端、第三续流二极管的第一端、所述第四续流二极管的第二端，所述第一开关管的第二端连接所述第一续流二极管的第二端和第二开关管的第一端，所述第五开关管的第二端连接所述第三续流二极管的第二端和第六开关管的第一端，所述第二开关管的第二端连接第三开关管的第一端和所述全桥逆变电路的第一端，所述第六开关管的第二端连接第七开关管的第一端和所述全桥逆变电路的第二端，所述第三开关管的第二端连接所述第二续流二极管的第一端、第四开关管的第一端，所述第七开关管的第二端连接所述第四续流二极管的第一端和所述第八开关管的第一端，所述第二电容的第二端连接所述直流电源的负极、所述第四开关管的第二端以及所述第八开关管的第二端，所述第一至第八开关管的第三端分别连接于所述主控电路的第一至第八端。

4.根据权利要求3所述的电源电路，其特征在于，

所述主控电路在确定所述输入电压高于所述第二电压阈值时，在向所述第一开关管、所述第二开关管、所述第七开关管以及所述第八开关管发送驱动信号后，交替向所述第三开关管、所述第四开关管、所述第五开关管以及所述第六开关管发送驱动信号。

5.根据权利要求4所述的电源电路，其特征在于，

所述主控电路在确定所述输入电压低于所述第二电压阈值时，在向所述第一开关管和所述第二开关管发送驱动信号后，交替向所述第三开关管和所述第四开关管发送驱动信号，并持续向所述第五开关管和所述第六开关管发送驱动信号。

6.根据权利要求4所述的电源电路，其特征在于，

所述主控电路在确定所述输入电压低于所述第二电压阈值时，在向所述第一开关管和所述第二开关管发送驱动信号后，交替向所述第三开关管和所述第四开关管发送驱动信号，并持续向所述第七开关管和所述第八开关管发送驱动信号。

7.根据权利要求3所述的电源电路，其特征在于，

所述主控电路在确定所述输入电压低于所述第二电压阈值时，在向所述第五开关管和所述第六开关管发送驱动信号后，交替向所述第七开关管和所述第八开关管发送驱动信号，并持续向所述第一开关管和所述第二开关管发送驱动信号；

或，在向所述第五开关管和所述第六开关管发送驱动信号后，交替向所述第七开关管和所述第八开关管发送驱动信号，并持续向所述第三开关管和所述第四开关管发送驱动信号。

8.根据权利要求2所述的电源电路，其特征在于，

所述副边绕组包括第一副边绕组和第二副边绕组，所述第一副边绕组和所述第二副边绕组耦合所述原边绕组，并连接所述调节电路。

9.根据权利要求8所述的电源电路，其特征在于，

所述调节电路在确定所述输入电压高于所述第一电压阈值时，向所述第一副边绕组和所述第二副边绕组发送第一调节信号，以使所述第一副边绕组与所述第二副边绕组相串联；

所述调节电路在确定所述输入电压低于所述第一电压阈值，并高于所述第二电压阈值时，向所述第一副边绕组和所述第二副边绕组发送第二调节信号，以使所述第一副边绕组与所述第二副边绕组相并联；

所述调节电路在确定所述输入电压低于所述第二电压阈值时，向所述第一副边绕组和所述第二副边绕组发送第三调节信号，以使所述第一副边绕组与所述第二副边绕组相并联。

10.一种电源设备，其特征在于，所述电源设备包括壳体及连接于所述壳体的电源电路；

其中，所述电源电路为如权利要求1-9中任一项所述电源电路。