CN219287377U - 一种双向dc转换电路及相应的装置 - Google Patents

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Abstract

本实用新型实施例中提供了一种双向DC转换电路，上述双向DC转换电路主要两级构成，Buck‑Boost单元和双向LLC‑SRC变换电路，Buck‑Boost单元用于增加电压的调节范围，同时也能起到恒压或恒流的目的，双向LLC‑SRC变换电路用于在双满足可进行双向工作的同时，在高压侧和低压侧较大的增益需求，通过上述主控单元发出的控制信号，用于控制上述，Buck‑Boost单元和上述双向LLC‑SRC变换电路的运行模式。

Description

一种双向DC转换电路及相应的装置
技术领域
本实用新型涉及直流转换电路技术领域，特别是一种双向DC转换电路及相应的装置。
背景技术
直流-直流(DC-DC)变换电路，可以将一种直流电源经过变换电路后输出另一种具有不同输出特性的直流电源，可以是一种固定电压或可调电压的直流电。按照电路拓扑结构的不同，DC-DC变换电路可以分成两种形式，不带隔离变压器的DC-DC变换电路和带隔离变压器的DC-DC变换电路。其中，在实际应用中使用最多的当属带隔离变压器的DC-DC变换电路。
目前的直流变换电路一般只能单向使用，例如，直流充电电路，将市电转换为直流电为用电装置的电池充电，而电池往往不能反向通过该电路向外输出，而若要实现反向则需要额外的电路或设备实现，例如，通过逆变器实现反向输出，因此，现有技术中不能进行反向传输，并且即便是通过其他设备实现该功能，其转换效率不高，不具有增益功能等问题。
实用新型内容
鉴于所述问题，提出了本实用新型以便提供克服所述问题或者至少部分地解决所述问题的双向DC转换电路及装置。
本申请一实施例中公开了一种双向DC转换电路，包括：Buck-Boost单元、主控单元和双向LLC-SRC变换电路；
所述双向LLC-SRC变换电路包括依次电性连接的第一桥单元、LLC单元以及第二桥单元；
所述主控单元电性连接到所述Buck-Boost单元、所述第一桥单元以及第二桥单元，用于向其提供控制信号；
其中，所述Buck-Boost单元连接到第一端和所述第一桥单元；所述第二桥单元连接到所述第二端；
其中，所述控制信号用于控制所述第一端到所述第二端的正向运行模式，或所述第二端到所述第一端的反向运行模式；所述正向运行模式和所述反向运行模式包括正常运行模式和间歇运行模式。
优选地，所述Buck-Boost单元包括第一MOS管、第二MOS管以及第一电感；
所述第一MOS管和所述第二MOS管串接，其串接后的两端电性连接到所述第一端；所述第一MOS管和所述第二MOS管的连接位置电性连接到第一电感的一端，所述第一电感的另一端电性连接到所述第一桥单元；
所述第一MOS管和所述第二MOS管的控制端电性连接到所述主控单元。
优选地，所述第一桥单元为半桥式电路，其包括串联的第三MOS管和第四MOS管组成的第一桥臂；
所述第一桥臂两端其电性连接到所述Buck-Boost单元；
所述LLC单元包括串接在其前端的第一谐振电容和第二谐振电容；其中，串接的所述第一谐振电容所述第二谐振电容，连接在所述第一桥臂的两端；
所述第三MOS管和第四MOS管的连接位置，以及第一谐振电容所述第二谐振电容的连接位置，其分别电性连接到所述LLC单元中前端串接的电感两端；
所述第三MOS管和第四MOS管的控制端电性连接到所述主控单元。
优选地，所述第一桥单元为全桥式电路，其包括串联的第三MOS管和第四MOS管组成的第一桥臂，和串联的第五MOS管和第六MOS管组成的第二桥单元臂；所述第一桥臂和所述第二桥单元臂的两端，其电性连接到所述Buck-Boost单元；
所述第三MOS管和第四MOS管的连接位置，以及所述第五MOS管和所述第六MOS管的连接位置，其分别电性连接到所述LLC单元的前端串接的电感两端；
所述第三MOS管、第四MOS管、第五MOS管和第六MOS管的控制端电性连接到所述主控单元。
优选地，还包括由第一二极管和第二二极管串联组成的钳位电路；所述钳位电路并接于所述第一桥臂的两端；所述第一二极管和第二二极管的连接位置，其与所述第三MOS管和第四MOS管连接的位置相连接。
优选地，所述LLC单元包括谐振电感、励磁电感以及谐振电容；
所述励磁电感包括，设置于所述LLC单元前端的初级线圈和后端的次级线圈；
所述初级线圈与所述谐振电感串接，以及连接到第一谐振电容和第二谐振电容；所述次级线圈连接到所述第二桥单元。
优选地，所述第二桥单元为全桥电路，其包括：由第七MOS管和第八MOS管串接组成的第三桥臂，以及由第九MOS管和第十MOS管串接组成的第四桥臂；
所述第三桥臂和第四桥臂的两端电性连接到所述第二端；
所述LLC单元包括励磁电感，其由设置于所述LLC单元前端的初级线圈和后端的次级线圈组成；
所述第七MOS管和第八MOS管的连接位置，连接到所述次级线圈的一端；所述第九MOS管和第十MOS管的连接位置，连接到所述次级线圈的另一端。
其中，所述第七MOS管、第八MOS管、第九MOS管以及第十MOS管的控制端电性连接到所述主控单元。
优选地，所述第一端为高压端，所述第二端为储能式供电装置。
优选地，所述初级线圈和所述次级线圈的匝数比为11:3。
本申请实施例中，还公开了一种双向DC转换装置，所述装置内设置有所述双向DC转换电路。
本实用新型具有以下优点：
在本实用新型的实施例中，通过上述双向DC转换电路主要两级构成，Buck-Boost单元和双向LLC-SRC变换电路，Buck-Boost单元用于增加电压的调节范围，同时也能起到恒压或恒流的目的，双向LLC-SRC变换电路用于在双满足可进行双向工作的同时，在高压侧和低压侧较大的增益需求，通过上述主控单元发出的控制信号，用于控制上述，Buck-Boost单元和上述双向LLC-SRC变换电路的运行模式。
附图说明
为了更清楚地说明本实用新型的技术方案，下面将对本实用新型的描述中所需要使用的附图作简单地介绍，显而易见地，下面描述中的附图仅仅是本实用新型的一些实施例，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动性的前提下，还可以根据这些附图获得其他的附图。
图1是本实用新型一实施例提供的一种双向DC转换电路结构示意图；
图2是本实用新型一实施例提供的一种双向DC转换电路拓扑结构示意图；
图3是本实用新型一实施例提供的另一种双向DC转换电路拓扑结构示意图；
图4是本实用新型一实施例提供的一种双向DC转换电路中主控单元的控制电平波形示意图；
图5是本实用新型一实施例提供的一种双向DC转换电路工作模式示意图；
图6是本实用新型一实施例提供的一种双向DC转换电路的应用示意图。
附图中：100、第一端；200、Buck-Boost单元；300、第一桥单元；400、LLC单元；500、第二桥单元；600、主控单元；700、第二端。
具体实施方式
为使本实用新型的所述目的、特征和优点能够更加明显易懂，下面结合附图和具体实施方式对本实用新型作进一步详细的说明。显然，所描述的实施例是本实用新型一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本实用新型中的实施例，本领域普通技术人员在没有作出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本实用新型保护的范围。
需要说明的是，本申请实施例中高压为市电和电压高于市电的供电，低压为电池供电，其电压72V以下供电。DC(Direct Current，直流电)。DC-DC(直流-直流)，是指直流输入到直流输出DC-DC。MOS管即MOSFET。PWM(Pulse width modulation，多种脉冲宽度调制)脉冲宽度调制是一种模拟控制方式，根据相应载荷的变化来调制晶体管基极或MOS管栅极的偏置，来实现晶体管或MOS管导通时间的改变，从而实现开关稳压电源输出的改变。
参照图1，示出了本实用新型一实施例提供的一种双向DC转换电路，包括：Buck-Boost单元200、主控单元600和双向LLC-SRC变换电路；上述双向LLC-SRC变换电路包括依次电性连接的第一桥单元300、LLC单元400以及第二桥单元500；上述主控单元600电性连接到上述Buck-Boost单元300、上述第一桥单元300以及第二桥单元500，用于向其提供控制信号；其中，上述Buck-Boost单元200连接到第一端100和上述第一桥单元30；上述第二桥单元500连接到上述第二端700；其中，上述控制信号用于控制上述第一端100到上述第二端700的正向运行模式，或上述第二端700到上述第一端100的反向运行模式；上述正向运行模式和上述反向运行模式包括正常运行模式和间歇运行模式。
上述实施例中，上述双向DC转换电路主要两级构成，Buck-Boost单元200和双向LLC-SRC变换电路，Buck-Boost单元200用于增加电压的调节范围，同时也能起到恒压或恒流的目的，双向LLC-SRC变换电路用于在双满足可进行双向工作的同时，在高压侧和低压侧较大的增益需求，通过上述主控单元600发出的控制信号，用于控制上述，Buck-Boost单元200和上述双向LLC-SRC变换电路的运行模式；其中，上述控制信号用于控制由第一端100通过上述Buck-Boost单元200，到第一桥单元300，到上述LLC单元400到上述第二桥单元500，到上述第二端700进行充电，或，用于控制上述第二端700到上述第二桥单元500，到上述LLC单元400，到上述第一桥单元300，到上述Buck-Boost单元200到上述第一端100的放电。
需要说明的是，上述高压侧是由市电或通过市电直接转换后未经过降压处理的，其连接于上述第一端；上述低压侧是以低电压直流供电端，如电池、光伏电池等，其连接于第二端。
作为一种示例，参照图2所示，双向DC-DC由两级构成，非隔离的Buck-Boost和对称半桥谐振LLC变换器。其中非隔离的Buck-Boost用于增加电压的调节范围，同时也能起到恒压或恒流的目的。对称半桥谐振LLC变换器则用于满足高压侧和低压侧较大的增益需求。在上述第一端100和上述Buck-Boost单元200之间还连接有第一滤波电容C1，作为优选示例，本申请中第一滤波电容C1优选使用电解电容，在滤波的同时还起到储能补偿的作用，其中，上述第一滤波电容C1可以是单个电容，也可以是由多个电容组成的一组电容。
在本申请一实施例中，如图2和图3所示，上述Buck-Boost单元200包括第一MOS管Q1、第二MOS管Q2以及第一电感Lf；上述第一MOS管Q1和上述第二MOS管Q2串接，其串接后的两端电性连接到上述第一端100；上述第一MOS管Q1和上述第二MOS管Q2的连接位置电性连接到第一电感Lf的一端，上述第一电感Lf的另一端电性连接到上述第一桥单元300；上述第一MOS管Q1和上述第二MOS管Q2的控制端电性连接到上述主控单元600。
需要说明的是，本申请任一实施例中，上述MOS管具有三个电极，其控制端为MOS管的G极，也即栅极，上述MOS管的D极也即漏极，S极也即源极。
上述实施例中，上述Buck-Boost单元200由第一MOS管Q1和第一电感Lf形成Buck电路(降压电路)，由第二MOS管Q2和第一电感Lf形成Boost电路(升压电路)，上述第一电感Lf的另一端电性连接到上述第一桥单元300，通过上述主控单元600对上述第一MOS管Q1和第二MOS管Q2进行控制，不仅可以实现正向工作，由第一端100作为输入端，通过上述Buck-Boost单元200向上述第一桥单元300输出；还可以将第一端100作输出端，也即电流通过上述第一桥到上述Buck-Boost单元200再到第一端100进行输出。
本申请一实施例中，上述第一桥单元300为半桥式电路，其包括串联的第三MOS管Q3和第四MOS管Q4组成的第一桥臂；上述第一桥臂两端其电性连接到上述Buck-Boost单元；上述LLC单元包括串接在其前端的第一谐振电容和第二谐振电容；其中，串接的上述第一谐振电容上述第二谐振电容，连接在上述第一桥臂的两端；上述第三MOS管Q3和第四MOS管Q4的连接位置，以及第一谐振电容上述第二谐振电容的连接位置，其分别电性连接到上述LLC单元中前端串接的电感两端；上述第三MOS管Q3和第四MOS管Q4的控制端电性连接到上述主控单元600。
上述实施例中，如图2所示，由上述第三MOS管Q3和上述第四MOS管Q4组成的第一桥臂；具体的，上述第三MOS管Q3的S极与上述第四MOS管Q4的D极连接，其连接到上述LLC单元400中的谐振电感Lr的一端；上述第三MOS管Q3的D极和上述第四MOS管Q4的S极连接；上述LLC单元400中前端串接的第一谐振电容C3和第二谐振电容C4，其中，上述第一谐振电容C3的一端与上述第三MOS管Q3的D极连接，上述第二谐振电容C4的一端连接到上述第四MOS管Q4的S极；上述第一谐振电容C3的另一端和上述第二谐振电容C4的另一端连接到上述LLC单元400中的励磁电感Lm的一端，上述谐振电感Lr的另一端与上述励磁电感Lm的另一端连接形成上述LLC单元400的前端谐振回路。
作为一种示例，在本申请中，为了提高传输效率，可采用间歇控制，间歇控制的目的是为了提高DC-DC变换器在轻载或空载情况下的传输的效率，实现的方法是减少单位时间的开关次数达到减少开关损耗的目的，同时能有效抑制输出过压。参照图4所示，间歇控制模式下PWM的示意图，结合图2所示，同步整流的基本原理是在二极管开始导通续流时，对开关管MOSFET加触发信号，使得电流流过导通电阻更小的MOSFET，从而降低导通损耗。同步整流的关键点是如何在驱动电路相对简单的情况下获得稳定可靠的驱动信号。本设计中为了保证在充电和放电的模式下的高效率能量传输，半桥LLC变换器始终工作在谐振的状态，即在充电和放电的模式下的增益为1，两侧的MOS分别工作在ZVS和ZCS的状态。
在本申请一实施例中，如图3所示，上述第一桥单元300为全桥式电路，其包括串联的第三MOS管Q3和第四MOS管Q4组成的第一桥臂，和串联的第五MOS管Q9和第六MOS管Q10组成的第二桥单元臂；上述第一桥臂和上述第二桥单元臂的两端，其电性连接到上述Buck-Boost单元200；上述第三MOS管Q3和第四MOS管Q4的连接位置，以及上述第五MOS管Q9和上述第六MOS管Q10的连接位置，其分别电性连接到上述LLC单元400的前端串接的电感两端，其中，如图3所示，上述第三MOS管Q3和第四MOS管Q4的连接位置，连接到上述谐振电感Lr的一端，上述第五MOS管Q9和上述第六MOS管Q10的连接位置连接到上述励磁电感Lm的一端，上述谐振电感Lr的另一端与上述励磁电感Lm的另一端连接形成上述LLC单元400的前端谐振回路，上述第三MOS管Q3、第四MOS管Q4、第五MOS管Q9和第六MOS管Q10的控制端电性连接到上述主控单元600。
作为一种示例，如图2和图3所示，上述Buck-Boost单元200和上述第一桥单元300之间还设有第二滤波电容C2，具体的，上述第二滤波电容C2优选为电解电容；其一端连接到上述第三MOS管Q3的D极，其另一端连接到上述第四MOS管Q4的S极。
在本申请一实施例中，如图3所示，还包括由第一二极管D1和第二二极管D2串联组成的钳位电路；上述钳位电路并接于上述第一桥臂的两端；上述第一二极管D1和第二二极管D2的连接位置，其与上述第三MOS管Q3和第四MOS管Q4连接的位置相连接，由于该位置也连接在上述谐振电感Lr的一端，因此，可使得该点的电压得到钳位，防止高压烧坏元件。
在本申请一实施例中，上述LLC单元400包括谐振电感Lr、励磁电感Lm以及谐振电容，上述谐振电容包括第一谐振电容C3和第二谐振电容C4；上述励磁电感Lm包括，设置于上述LLC单元前端的初级线圈和后端的次级线圈；参照图2所示，上述初级线圈与上述谐振电感Lr串接，以及连接到第一谐振电容C3和第二谐振电容C4；上述次级线圈连接到上述第二桥单元400。
在一实施例中，如图3所示，上述LLC单元还可以为上述谐振电感Lr的一端连接到上述第三MOS管Q3和第四MOS管Q4连接的位置，上述励磁电感Lm初级线圈的一端连接到第一谐振电容C3的一端，上述励磁电感Lm的另一端和上述谐振电感Lr的另一端连接，上述第一谐振电容C3的另一端连接到上述第五MOS管Q9和第六MOS管Q10的连接位置。
在本申请一实施例中，参照图2和图3所示，上述第二桥单元500优选为全桥电路，其包括：由第七MOS管Q5和第八MOS管Q6串接组成的第三桥臂，以及由第九MOS管Q7和第十MOS管Q8串接组成的第四桥臂；上述第三桥臂和第四桥臂的两端电性连接到上述第二端700；上述LLC单元400包括励磁电感Lm，其由设置于上述LLC单元400前端的初级线圈和后端的次级线圈组成；上述第七MOS管Q5和第八MOS管Q6的连接位置，连接到上述次级线圈的一端；上述第九MOS管Q7和第十MOS管Q8的连接位置，连接到上述次级线圈的另一端。其中，上述第七MOS管Q5、第八MOS管Q6、第九MOS管Q7以及第十MOS管Q8的控制端电性连接到上述主控单元600。
作为一种示例，如图2所示，还包括第三滤波电容C5，上述第三滤波电容C5优选使用电解电容，其一端连接在上述第九MOS管Q7的D极，另一端连接在上述第十MOS管Q8的S极，在滤波的同时还起到储能补偿的作用，其中，上述第三滤波电容C5可以是单个电容，也可以是由多个电容组成的一组电容。
在一具体示例中，参照图6，示出了本申请的一种反向工作应用，具体的，上述第一端100作为高压部分，例如，通过光伏电池(PV)以及逆变器(Inverter)连接到上述Buck-Boost单元200，上述逆变器还连接在上述第一桥单元300，其中，由于第一桥单元300位于高压侧，上述逆变器将高压侧直流转换为电网交流传入电网；第二桥单元500为低压侧，其连接的第二端700为储能的蓄电池；通过上述主控单元600中的Gate Driver模块为上述Buck-Boost单元200、第一桥单元300、第二桥单元500以及上述逆变器提供电动电平(PWM信号)；第二端700还连接到上述主控单元600中的一电流传感器(Current Sensor)再到其控制模块(Control Unit)用于检测蓄电池的充放电的电流；在上述逆变器的输出端还连接到上述主控单元600中的另一电流传感器，通过放大器(AMP)连接到上述控制模块，实现对输出电流的监测。在本申请中，上述控制模块(Control Unit)优选使用STM32G474系列芯片做为主控芯片。
在本申请一实施例中，上述初级线圈和上述次级线圈的匝数比为11:3，上述第一端100为高压侧，上述第二端700为低压侧，具体为储能式供电装置。例如，低压侧可以是蓄电池或光伏电池等。
在一具体示例中，上述高压侧的电压范围是380～480VDC，低压侧的电压范围是40～60VDC。上述励磁电感Lm优选为高频变压器，经过计算后得到高频变压器的匝比是11:3(励磁电感Lm的初级线圈和次级线圈的匝数比例)。对称半桥谐振变换器应工作在谐振频率点上，此时增益保持1且与负载无关。而实际电路中，谐振元件不可避免具有一定的误差，因此很难保证L1＝n2L2，且恰好工作在谐振点上，此时增益会随着负载变化而变化。假定元件参数的误差为±5％，则谐振频率的变化范围为±5％。
上述谐振电感Lr和励磁电感Lm之间的比值定义为m＝Lr/Lm，为了保证输出的增益在合适的范围内，本申请中优选范围为0.125。谐振电容和谐振频率之间的关系满足下面的表达式：
Figure BDA0004099797170000101
其中，fres为谐振频率，Lr为谐振电感的电感量，Cr为谐振电容的容量。
为了保证励磁电流在死区时间内可对开关管的并联电容完全充放电，实现ZVS，励磁电感的上限为：
Figure BDA0004099797170000102
其中，Coss为MOS并联后的输出电容值(寄生电容值)，其中，Ts为控制MOS管的脉冲时间，tdead为触发脉冲的死区时间。
系统的开关频率设定为76kHz，Ts＝13.15μS，半桥逆变器死区时间设计为300ns。本申请中的MOS管优选为SiC MOSFET的型号为STC3030AR，其输出电容Coss＝89pF。计算得到的最小励磁电感为5.5mH，然而实际的励磁电感为42uH。
作为一种示例，参照图5所示，通过上述主控单元600实现对电路的软启动，无论是在充电模式还是在放电模式下，为了保证上电的瞬间对高压侧的SiC和低压侧的MOS不会出现过流的情况。首先，对电池侧的电流进行检测，当第二端输入电流在阈值范围内时(也即第二端输入电流的电流值小于谐振电流值并大于0.2倍的谐振电流值)，上述双向DC转换电路工作在同步整流状态(即正常模式)，通过判断Buck-Boost变换器中电流的方向来改变运行方向，当其中的电流I>0时，为正向正常运行模式(也即充电模式)，上述充电模式为电流方向从第一端100到第二端700的方向，当I<0时，o为反向正常运行模式(即放电模式)，上述放电模式是电流方向从上述第二端700到上述第一端100。当第二端输入电流值小于0.2倍的谐振电流值时上述双向DC转换电路工作在轻载模式；如果输入电压大于参考电压时，上述双向DC转换电路工作在充电模式，否则工作在放电模式。其中，可通过参考电压Vref+和Vref-分别为设置工作的上限和下限。间歇控制的目的是为了提高上述双向DC转换电路在轻载或空载情况下的传输的效率，实现的方法是减少单位时间的开关次数达到减少开关损耗的目的，同时能有效抑制输出过压。
在本申请一实施例中，还公开了一种双向DC转换装置，上述装置内设置有上述双向DC转换电路。
经过本申请实施例实际测试数据，本申请充电效率可达到95％@420V，其中，充电电流纹波系数达到1％；本申请中放电效率达到94％@54V，放电电流纹波系数达到1％。
本说明书中的各个实施例均采用递进的方式描述，每个实施例重点说明的都是与其他实施例的不同之处，各个实施例之间相同相似的部分互相参见即可。
尽管已描述了本实用新型实施例的优选实施例，但本领域内的技术人员一旦得知了基本创造性概念，则可对这些实施例做出另外的变更和修改。所以，所附权利要求意欲解释为包括优选实施例以及落入本实用新型实施例范围的所有变更和修改。
最后，还需要说明的是，在本文中，诸如第一和第二等之类的关系术语仅仅用来将一个实体或者操作与另一个实体或操作区分开来，而不一定要求或者暗示这些实体或操作之间存在任何这种实际的关系或者顺序。而且，术语“包括”、“包含”或者其任何其他变体意在涵盖非排他性的包含，从而使得包括一系列要素的过程、方法、物品或者终端设备不仅包括那些要素，而且还包括没有明确列出的其他要素，或者是还包括为这种过程、方法、物品或者终端设备所固有的要素。在没有更多限制的情况下，由语句“包括一个……”限定的要素，并不排除在包括所述要素的过程、方法、物品或者终端设备中还存在另外的相同要素。
以上对本实用新型所提供的一种双向DC转换电路及装置，进行了详细介绍，本文中应用了具体个例对本实用新型的原理及实施方式进行了阐述，以上实施例的说明只是用于帮助理解本实用新型的方法及其核心思想；同时，对于本领域的一般技术人员，依据本实用新型的思想，在具体实施方式及应用范围上均会有改变之处，综上所述，本说明书内容不应理解为对本实用新型的限制。

Claims (10)

1.一种双向DC转换电路，其特征在于，包括：Buck-Boost单元、主控单元和双向LLC-SRC变换电路；
所述双向LLC-SRC变换电路包括依次电性连接的第一桥单元、LLC单元以及第二桥单元；
所述主控单元电性连接到所述Buck-Boost单元、所述第一桥单元以及第二桥单元，用于向其提供控制信号；
其中，所述Buck-Boost单元连接到第一端和所述第一桥单元；所述第二桥单元连接到第二端；
其中，所述控制信号用于控制所述第一端到所述第二端的正向运行模式，或所述第二端到所述第一端的反向运行模式；所述正向运行模式和所述反向运行模式包括正常运行模式和间歇运行模式。
2.根据权利要求1所述的双向DC转换电路，其特征在于，所述Buck-Boost单元包括第一MOS管、第二MOS管以及第一电感；
所述第一MOS管和所述第二MOS管串接，其串接后的两端电性连接到所述第一端；所述第一MOS管和所述第二MOS管的连接位置电性连接到第一电感的一端，所述第一电感的另一端电性连接到所述第一桥单元；
所述第一MOS管和所述第二MOS管的控制端电性连接到所述主控单元。
3.根据权利要求1所述的双向DC转换电路，其特征在于，所述第一桥单元为半桥式电路，其包括串联的第三MOS管和第四MOS管组成的第一桥臂；
所述第一桥臂两端其电性连接到所述Buck-Boost单元；
所述LLC单元包括串接在其前端的第一谐振电容和第二谐振电容；其中，串接的所述第一谐振电容所述第二谐振电容，连接在所述第一桥臂的两端；
所述第三MOS管和第四MOS管的连接位置，以及第一谐振电容所述第二谐振电容的连接位置，其分别电性连接到所述LLC单元中前端串接的电感两端；
所述第三MOS管和第四MOS管的控制端电性连接到所述主控单元。
4.根据权利要求1所述的双向DC转换电路，其特征在于，所述第一桥单元为全桥式电路，其包括串联的第三MOS管和第四MOS管组成的第一桥臂，和串联的第五MOS管和第六MOS管组成的第二桥单元臂；所述第一桥臂和所述第二桥单元臂的两端，其电性连接到所述Buck-Boost单元；
所述第三MOS管和第四MOS管的连接位置，以及所述第五MOS管和所述第六MOS管的连接位置，其分别电性连接到所述LLC单元的前端串接的电感两端；
所述第三MOS管、第四MOS管、第五MOS管和第六MOS管的控制端电性连接到所述主控单元。
5.根据权利要求4所述的双向DC转换电路，其特征在于，还包括由第一二极管和第二二极管串联组成的钳位电路；所述钳位电路并接于所述第一桥臂的两端；所述第一二极管和第二二极管的连接位置，其与所述第三MOS管和第四MOS管连接的位置相连接。
6.根据权利要求1所述的双向DC转换电路，其特征在于，所述LLC单元包括谐振电感、励磁电感以及谐振电容；
所述励磁电感包括，设置于所述LLC单元前端的初级线圈和后端的次级线圈；
所述初级线圈与所述谐振电感串接，以及连接到第一谐振电容和第二谐振电容；所述次级线圈连接到所述第二桥单元。
7.根据权利要求1所述的双向DC转换电路，其特征在于，所述第二桥单元为全桥电路，其包括：由第七MOS管和第八MOS管串接组成的第三桥臂，以及由第九MOS管和第十MOS管串接组成的第四桥臂；
所述第三桥臂和第四桥臂的两端电性连接到所述第二端；
所述LLC单元包括励磁电感，其由设置于所述LLC单元前端的初级线圈和后端的次级线圈组成；
所述第七MOS管和第八MOS管的连接位置，连接到所述次级线圈的一端；所述第九MOS管和第十MOS管的连接位置，连接到所述次级线圈的另一端；
其中，所述第七MOS管、第八MOS管、第九MOS管以及第十MOS管的控制端电性连接到所述主控单元。
8.根据权利要求1所述的双向DC转换电路，其特征在于，所述第一端为高压端，所述第二端为储能式供电装置。
9.根据权利要求7所述的双向DC转换电路，其特征在于，所述初级线圈和所述次级线圈的匝数比为11:3。
10.一种双向DC转换装置，其特征在于，所述装置内设置有如权利要求1-9任一项所述的双向DC转换电路。
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