CN113541500A

CN113541500A - 一种隔离型半准z源直流升压变换器

Info

Publication number: CN113541500A
Application number: CN202110702821.XA
Authority: CN
Inventors: 朱小全; 刘康; 吴毅伟; 金科
Original assignee: Nanjing University of Aeronautics and Astronautics
Current assignee: Nanjing University of Aeronautics and Astronautics
Priority date: 2021-06-24
Filing date: 2021-06-24
Publication date: 2021-10-22

Abstract

本发明公开一种隔离型半准Z源直流升压变换器，属于发电、变电或配电的技术领域。该电路包括：第一电感、第四二极管、第四电容、第五二极管组成的第一级升压电路，第二电感、第一电容、第一二极管及三开关逆变器组成的第二级升压电路，变压器，第二电容、第三电容、第二二极管、第三二极管及负载组成的输出电路。整个电路结构简单，电源输入电流连续，结合了半准Z源网络的升降压特性，具有更高的输出电压增益，负载电流连续，具有直通和开路抗扰度，能够在直通状态下工作，且电路不存在启动冲击电流和开关管开通瞬间的冲击电流。

Description

一种隔离型半准Z源直流升压变换器

技术领域

本发明涉及电力电子电路技术，具体涉及一种隔离型半准Z源直流升压变换器，属于发电、变电或配电的技术领域。

背景技术

在如今蓬勃发展的电力电子变换技术中，为了将低电压转换为恒定的直流母线电压，人们提出并研究了许多升压DC-DC变换器。隔离型升压DC-DC变换器作为一种既能实现大升压比又能实现电气隔离的DC-DC变换拓扑，在可再生能源发电、分布式发电、储能系统以及通讯航天等领域具有广阔的应用前景。电流馈电全桥(CFFB,Current-Fed FullBridge)DC-DC变换器不仅具有升压功能，也适合于具有高阶电压增益的应用中，因此被广泛使用。然而传统的CFFB DC-DC变换器存在输出电压增益低、输入电流纹波大、开关器件电压应力尖峰大等缺点。因此，在基于CFFB的直流升压变换器中，如何改善输入电流纹波、提高输出电压增益、减少元件使用数量、降低损耗、减少有源和无源器件的电压电流应力以及降低系统的设计成本，一直以来都是国内外学者的研究热点。由于传统Boost变换器的升压能力有限，因此迫切需要开发新型高增益直流升压变换器。

阻抗源网络是一种由电感、电容和二极管构成的无源网络，比较常见的有Z源网络、准Z源网络和开关电感网络等，其具有的良好升压特性使得其在电力电子变换器拓扑构造方面得到了广泛应用。本申请旨在构造一种隔离型半准Z源直流升压变换器拓扑结构提高直流升压变换器的增益。

发明内容

本发明所要解决的技术问题是针对上述背景技术的不足，提供一种隔离型半准Z源直流升压变换器，实现变换器隔离高增益输出的发明目的，解决现有隔离型宽增益DC-DC变换器输出电压增益有待提高的技术问题。

本发明为实现上述发明目的采用如下技术方案：

隔离型半准Z源直流升压变换器，包括：第一电感、第四二极管、第二电感、第五二极管、第四电容、第一二极管、第一电容、三开关逆变器、变压器、倍压整流电路和负载。三开关逆变器由第一开关管与第二开关管串接组成的第一桥臂以及第三开关管组成的第二桥臂构成；倍压整流电路由第二二极管、第三二极管和第二电容、第三电容组成。第一电感、第四二极管、第四电容、第五电容组成第一升压电路，第二电感、第一电容、第一二极管及三开关逆变器组成第二升压电路，第二电容、第三电容、第二二极管、第三二极管及负载组成输出电路；

隔离型半准Z源直流升压变换器，其具体连接方式为：电压源的正极与第一电感的一端连接；第一电感的另一端与第四二极管的阳极以及第五二极管的阳极相连接；第四二极管的阴极与第四电容的正极、第二电感的一端相连接；第二电感的另一端与第五二极管的阴极、第三开关管的集电极、第一开关管的集电极以及第一电容的正极相连接；第一电容的负极与第一二极管的阳极以及第二开关管的发射极相连接；第三开关管的发射极与电压源负极、第四电容负极、第一二极管阴极以及变压器初级绕组的一端相连接；变压器初级绕组的另一端与逆变器第一桥臂的中点连接；变压器次级绕组的一端与第二二极管的阳极、第三二极管的阴极连接；变压器次级绕组的另一端与第二电容的负极板、第三电容的正极板连接；负载的一端与第二二极管的阴极、第二电容的正极板连接；负载的另一端与第三二极管的阳极、第三电容的负极板连接。

本发明采用上述技术方案，具有以下有益效果：三开关逆变器的独特结构减少了有源开关管的使用数量，结构简单，控制方便；且相比于传统的四开关电流馈电全桥变换器和隔离型三开关直流升压变换器，在相同的输入电压和工作占空比情况下，本发明公开的隔离型半准Z源直流升压变换器可以得到更高的电压增益，G＝1/(1-D)²；且在直通工作占空比改变的情况下，能够保证变压器原边和副边的输出电压波形不改变；与现有的隔离型宽增益DC-DC变换器相比，本发明公开的变换器电路拓扑减少了开关管和二极管的数量，且在相同直通占空比情况下，具有更低的开关管电压应力、二极管电压应力和电感电流应力。此外，本发明电路的输入电源电流连续，负载输出电流连续，不存在电路启动冲击电流问题，具有很广泛的应用前景。

附图说明

图1是本发明具体实施方式中的隔离型半准Z源直流升压变换器电路拓扑。

图2是在分析工作原理时采用的变换器等效电路。

图3(a)、图3(b)、图3(c)、图3(d)、图3(e)、图3(f)、图3(g)分别是图2所示隔离型半准Z源直流升压变换器的几种工作模态，实线表示变换器中有电流流过的部分，虚线表示变换器中无电流流过的部分。

图4是本发明公开的变换器与传统的隔离型三开关直流升压变换器输出升压因子对比曲线。

图5(a)、图5(b)、图5(c)、图5(d)、图5(e)为本发明电路在选取D＝0.5，V_g＝40V,C₁＝C₄＝470μF，C₂＝C₃＝330μF，L₁＝L₂＝1mH，L_m＝1mH，L_σ＝11μH，R＝20Ω,开关频率为f_s＝10kHz时输出电压、两电容电压、两电感电流、变压器一次侧电压，变压器二次侧电压的Matlab/Simulink仿真结果。

图中标号说明：V_g为电压源，L₁、L₂为第一、第二电感，D₁、D₂、D₃、D₄、D₅为第一、第二、第三、第四和第五二极管，C₁、C₂、C₃、C₄为第一、第二、第三和第四电容，S₁、S₂、S₃为第一、第二、第三开关管，L_σ为漏电感，L_m为互感，T_r为变压器，R_o为负载。

具体实施方式

下面结合附图对本发明的技术方案进行详细说明。

参考图1，本发明公开的隔离型半准Z源直流升压变换器，其包括：第一电感L₁、第四二极管D₄、第四电容C₄、第五二极管D₅组成的第一升压电路，第二电感L₂、第一电容C₁、第一二极管D₁及三开关逆变器组成的第二升压电路，变压器T_r，第二电容C₂、第三电容C₃、第二二极管D₂、第三二极管D₃及负载R_o组成的输出电路；其中，三开关逆变器由第一开关管S₁、第二开关管S₂、第三开关管S₃组成。

图2所示隔离型半准Z源直流升压变换器的等效电路中各器件的连接关系如下：电压源V_g的正极与第一电感L₁的一端连接；第一电感L₁的另一端与第四二极管D₄的阳极以及第五二极管D₅的阳极相连接；第四二极管D₄的阴极与第四电容C₄的正极、第二电感L₂的一端相连接；第二电感L₂的另一端与第五二极管D₅的阴极、第三开关管S₃的集电极、第一开关管S₁的集电极以及第一电容C₁的正极相连接；第一电容C₁的负极与第一二极管D₁的阳极以及第二开关管S₂的发射极相连接；第三开关管S₃的发射极与电压源V_g负极、第四电容C₄负极、第一二极管D₁阴极以及互感L_m的一端相连接；互感L_m的另一侧与漏电感L_σ的一端相连接；漏电感L_σ的另一端与第一开关管S₁的发射极、第二开关管S₂的集电极相连接；变压器次级绕组一端与第二二极管D₂的阳极、第三二极管D₃的阴极连接；变压器次级绕组的另一端与第二电容C₂的负极板、第三电容C₃的正极板连接；负载R_o一端与第二二极管D₂的阴极、第二电容C₂的正极板连接；负载R_o另一端与第三二极管D₃的阳极、第三电容C₃的负极板连接。

图2所示隔离型半准Z源直流升压变换器等效电路存在九个工作模态。

模态一：如图3(a)所示，第一开关管S₁导通，第二开关管S₂、第三开关管S₃关断，电路处于非直通状态。第一二极管D₁、第四二极管D₄导通，第五二极管D₅关断，此时，第一电感L₁和电压源V_g一起为第四电容C₄充电，第一电感L₁、第二电感L₂和电压源V_g一起给第一电容C₁充电，变压器一次侧电压为正的第一电容电压V_C1。在高压侧中，第二二极管D₂导通，第三二极管D₃关断。变压器二次侧电压为nV_C1；记该工作模态的时间间隔记t₀₁，则有：

变压器的二次侧电流呈线性增加，表示为：

模态二：如图3(b)所示，当初级绕组上的电流线性增加到与第二电感L₂的电流相同时，第一二极管D₁是反向偏置的，此时，漏电感L_σ开始放电，状态发生改变，由上一模态储存能量的状态变为该模态下转移能量的状态。变压器一次侧电压低于第一电容电压V_C1，变压器的二次侧仍然产生正向电压。这一模态的时间间隔为(0.3·T-t₀₁)，其中，T为开关周期。则有：

变压器的二次侧电流依旧线性变化，可得：

式(4)中，I_{s_pk}是变压器二次侧电流的峰值。

模态三：如图3(c)所示，第一开关管S₁、第三开关管S₃导通，第二开关管S₂关断，电路处于直通状态。电压源V_g给第一电感L₁充电，第四电容C₄给第二电感L₂充电。变压器的一次绕组由第一开关管S₁、第三开关管S₃短路。除了第五二极管D₅导通以外，其它二极管都是关断的，变压器的二次电压为零。由于第二电容C₂、第三电容C₃的电压稳定，所以输出电压也保持不变。记该模态的时间间隔为(D-0.3)·T/2，其中，D为第三开关管S₃的直通占空比，D≥0.3，则有：

模态四：如图3(d)所示，第一开关管S₁、第二开关管S₂、第三开关管S₃均关断，电路处于非直通状态。第五二极管D₅关断，第一二极管D₁、第四二极管D₄导通，第一电感L₁和电压源V_g一起为第四电容C₄充电，第一电感L₁、第二电感L₂和电压源V_g一起为第一电容C₁充电。流过第一电容C₁的电流分别通过第一二极管D₁和第二开关管S₂的体二极管续流。该工作模态的时间间隔很短。

模态五：如图3(e)所示，电流流过第二开关管S₂体二极管，此时第二开关管S₂导通。第一电感L₁和第二电感L₂上的电流呈线性减小。变压器一次侧被短路，所以电压为零。第二二极管D₂、第三二极管D₃反向偏置，输出电压为第二电容C₂和第三电容C₃的电压之和。变压器一次侧电流不变，得到：

模态六：如图3(f)所示，第二开关管S₂、第三开关管S₃导通，而第一开关管S₁关断。第五二极管D₅导通，第一二极管D₁、第四二极管D₄关断，第一电感L₁被电压源V_g充电,第二电感L₂被第四电容C₄充电。第一电容C₁的电流流向变压器一次侧。此时，变压器的低压侧承受负的第一电容电压-V_C1，第二二极管D₂反向偏置，第三二极管D₃导通。该工作模态的时间间隔为0.3·T，是工作模态1和工作模态2的时间间隔之和，则有：

变压器二次侧电流呈线性变化，表示为：

模态七：如图3(e)所示，第三开关管S₃关断，同时第一开关管S₁保持状态关断，第二开关管S₂保持导通。该模态的工作状态与模态5相同。变压器的低压侧绕组被短路，其电流也线性减小为零。

模态八：如图3(g)所示，第二开关管S₂上没有电流，通过零电流开关将其关断。第四电容C₄被第一电感L₁和电压源V_g充电，第一电容C₁被第一电感L₁、第二电感L₂以及电压源充电。第二开关管S₂的电压从零上升到V_C1，第一开关管S₁电压从V_C1下降到零。该工作模态的时间间隔很短。

模态九：如图3(c)所示，第一开关管S₁的两端电压为零，通过零电压开关将其导通。在此工作模态下，第二开关管S₂关断，第三开关管S₃导通。该工作模态与工作模态3相同，电路处于直通状态。

根据上述九个模态得出以下的电压关系推导过程。

由伏秒平衡定律可知，在第一电感L₁和第二电感L₂稳态时，根据(1)、(5)、(6)、(7)得到:

式(9)中，V_D1是工作模态2中的二极管D₁电压。如图图3(b)所示，V_D1远小于V_g。此外，(0.3-t₀₁/T)是一个接近于零的值。因此，两者的乘积(0.3-t₀₁/T)·V_D1也是非常小的，可以将其忽略。故上式中V_C1的近似值可以表示为：

在t₀＝0的条件下，通过(1)可以将第一电感L₁电流i_L1和变压器一次电流i_Lσ表示为：

第一电感L₁电流在区间[t₀-t₁]线性上升，直到t＝t₁时，i_L1＝i_Lσ。联立公式(10)、(11)，则有：

式(12)中，G代表电压增益。工作模态1的时间间隔与产生正向输出电压的工作模态的时间间隔的比值表示为：

将(12)中的t₀₁代入(2)，变压器的二次电流峰值为：

根据公式(2)，(3)以及(8)，变压器的二次侧电流平均值可表示为：

把公式(14)中的I_{s_pk}代入公式(15)中，简化可得：

由于漏电感L_σ的值远小于半准Z源网络中电感和互感L_m的值。因此公式(16)中二次侧电流平均值近似为：

因为所提出的转换器用了倍压整流电路，所以输出电流是变压器二次侧电流的一半

将式(5)中的V_C1和式(8)中的t₀₁＝0.3k·T代入式子(17)，得到：

式(18)中：

由式(18)可以看出占空比D决定了电压增益G。注意式(18)不是一个封闭形式的表达式，因为根据(12)，k取决于G。然而，k对电压增益G的影响在电路设计中是无关紧要的，因为和

相比，ε非常小。

图4给出了本发明所述变换器与传统的隔离型三开关直流升压变换器对比曲线，由图可知，本发明电路的第三开关管S₃直通占空比D在[0,1]情况下，输出电压增益G均高于隔离型三开关直流升压变换器。

图5(a)、图5(b)、图5(c)、图5(d)、图5(e)为本发明电路在选取D＝0.5，V_g＝40V,C₁＝C₄＝470μF，C₁＝330μF，C₂＝330μF，L₁＝L₂＝1mH，L_m＝1.mH，L_σ＝11μH,R＝20Ω,开关频率为f_s＝10kHz时输出电压、两电容电压、变压器一次侧电压，变压器二次侧电压的Matlab/Simulink仿真结果。

其中，图5(a)为变换器输出电压、第一电容电压V_C1和四电容电压V_C4，图5(b)为第一电感电流I_L1，图5(c)为第而电感电流I_L2，图5(d)为变压器一次侧电压，图5(e)为变压器二次侧电压。

综上所述，本发明电路具有较高的电压增益，电源电流连续，具有直通和开路抗扰度，且能够在直通状态下工作。

上述实施例为本发明较佳的实施方式，但本发明的实施方式并不受上述实施例的限制，其它的任何未背离本发明目的所作的改变、修饰、替代、组合、简化方案均应为等效的置换方式且都包含在本发明的保护范围之内。

Claims

1.一种隔离型半准Z源直流升压变换器，其特征在于，包括：

第一升压电路，由第一电感、第四二极管、第四电容、第五二极管组成，所述第一电感的一端接电压源正极，第一电感的另一端与第四二极管的阳极、第五二极管的阳极连接，第四二极管的阴极接第四电容的正极，第四电容的阴极接电压源的负极；

第二升压电路，由第二电感、第一电容、第一二极管及三开关逆变器组成，所述三开关逆变器包括第一开关管和第二开关管串联组成的第一桥臂以及第三开关管组成的第二桥臂，第二电感的一端接第四二极管的阴极，第二电感的另一端与第五二极管的阴极、第二桥臂的正极性输入端子连接，第二桥臂的负极性输入端子接电压源负极，第一电容的正极接第二桥臂的正极性输入端子，第一二极管的阳极接第一电容的阴极，第一二极管的阴极接第二桥臂的负极性输入端子；

变压器，包括匝数比为1：n的一次侧绕组和二次侧绕组，所述一次侧绕组的一端与所述三开关逆变器的第一桥臂中点连接，一次侧绕组的另一端与第一二极管的阴极连接；

输出电路，由第二电容、第三电容、第二二极管、第三二极管及负载组成，所述第二二极管的阴极接第二电容的正极，第二二极管的阳极与变压器二次侧绕组的一端、第三二极管的阴极连接，第二电容的阴极与变压器绕组二次侧绕组的另一端、第三电容的正极连接，第三二极管的阳极接第三电容的负极，负载接在第二电容正极与第三电容负极之间。

2.采用脉宽调制策略控制权利要求1所述一种隔离型半准Z源直流升压变换器，其特征在于，该变换器依次工作于以下九种模态：

模态一：导通第一开关，关断第二开关、第三开关，电路处于非直通状态，第一二极管、第四二极管导通，第五二极管关断，第二二极管导通，第三二极管关断，变压器一次侧电压为正的第一电容电压V _C1，变压器二次侧电压为n倍正的第一电容电压V _C1；

模态二：当一次侧绕组上的电流线性增加到与第二电感电流相同时，第一二极管反向偏置，漏电感开始放电，漏电感的状态由上一模态储存能量的状态变为该模态下转移能量的状态，变压器一次侧电压低于第一电容电压，变压器的二次侧仍然产生正向电压；

模态三：导通第一开关、第三开关，关断第二开关，电路处于直通状态，第五二极管导通，第一至第四二极管均关断，变压器的二次侧电压为零，输出电压保持不变；

模态四：关断第一开关、第二开关、第三开关，电路处于非直通状态，第五二极管关断，第一二极管、第四二极管导通，流过第一电容的电流分别通过第一二极管和第二开关管的体二极管续流；

模态五：第二开关在电流流过第二开关体二极管时导通，第一电感和第二电感上的电流呈线性减小，变压器一次侧电压为零，第二二极管、第三二极管反向偏置，输出电压为第二电容和第三电容的电压之和，变压器一次侧电流不变；

模态六：导通第二开关、第三开关，关断第一开关，第五二极管导通，第一二极管、第四二极管关断，变压器二次侧电压为n倍负的第一电容电压V _C1，第二二极管反向偏置，第三二极管导通，该工作模态的时间间隔是工作模态一和工作模态二的时间间隔之和；

模态七：关断第三开关，同时保持第一开关关断、第二开关导通，该模态的工作状态与模态五相同，变压器一次侧电流线性减小为零；

模态八：ZCS关断第二开关，第二开关的电压从零上升到正的第一电容电压，第一开关电压从正的第一电容电压下降到零；

模态九：ZVS导通第一开关，关断第二开关，导通第三开关，该工作模态与工作模态三相同，电路处于直通状态。