CN114513040A - 一种开关电感浮地交错Boost变换器及其控制方法 - Google Patents

Abstract

本发明涉及一种开关电感浮地交错Boost变换器及其控制方法，开关电感浮地交错Boost变换器的拓扑结构包括光伏阵列输入电源、与光伏阵列输入电源分别连接的呈上下结构交错对称设置的标准型Boost电路模块、浮地型Boost电路模块，以及与标准型Boost电路模块、浮地型Boost电路模块的输出端分别连接的输出负载阻抗。与现有技术相比，本发明具有升压范围大、功率震荡更小、稳定性良好、提高光伏MPPT的跟踪速度等优点。

Description

一种开关电感浮地交错Boost变换器及其控制方法

技术领域

本发明涉及电力电子技术领域，尤其是涉及一种开关电感浮地交错Boost变换器及其控制方法。

背景技术

在实际的光伏发电应用中，直流侧多采用MPPT控制算法结合Boost变换器对光伏电池阵列的输出功率进行调节，因此Boost变换器的性能也会一定程度上影响光伏MPPT的跟踪速度。现有的光伏发电直流升压变换器拓扑中，常用的有Boost斩波电路、Boost-Buck斩波电路、交错boost电路等，但这些升压变换器在占空比D极小时，变换器的升压比不可观，无法满足可再生新能源光伏发电系统高增益升压的需求。为了让升压变换器在小占空比下能实现高增益，研究高增益、低纹波、低损耗的升压变换器是光伏发电技术的重中之重。

传统的Boost变换器和Boost-Buck变换器因其拓扑结构简单和易于控制的优点实现了广泛应用，但其拓扑结构所能获得的电压增益受到元件的寄生性的限制，输出电压有限且输出纹波大。为了减小电压纹波和开关应力，已有技术在传统Boost变换器基础上出现了并联交错Boost变换器，其结构为并联的两组电感和开关管，虽然通过交错导通降低了开关应力和输出纹波，但其电压增益并没有提高，且因电压增压限制的变换器在长期的大占空比下工作，会影响到变换器的使用寿命，经济效益不佳。

发明内容

本发明的目的就是为了克服上述现有技术存在的缺陷而提供一种开关电感浮地交错Boost变换器及其控制方法。

本发明的目的可以通过以下技术方案来实现：

一种开关电感浮地交错Boost变换器，包括光伏阵列输入电源、与光伏阵列输入电源分别连接的呈上下结构交错对称设置的标准型Boost电路模块、浮地型Boost电路模块，以及与标准型Boost电路模块、浮地型Boost电路模块的输出端分别连接的输出负载阻抗。

标准型Boost电路模块、浮地型Boost电路模块各自分别包括一个支路开关电感单元、一个开关管、一个整流二极管和一个输出滤波电容，负载阻抗分别连接在标准型Boost电路模块的输出滤波电容的阳极与浮地型Boost电路模块的输出滤波电容的阴极之间，所述支路开关电感单元包括两个开关电感和三个整流二极管。

所述标准型Boost电路模块包括第一支路开关电感单元、第一开关管S₁、第七整流二极管VD₇和第一输出滤波电容C₁，第一支路开关电感单元的输入端连接光伏阵列输出的正极，第一支路开关电感单元的输出端与第一开关管S₁、第七整流二极管VD₇分别连接，第一输出滤波电容C₁与第一开关管S₁、第七整流二极管VD₇分别连接，第一开关管S₁与第一输出滤波电容C₁连接光伏阵列输出的负极，所述第一支路开关电感单元包括第一整流二极管VD₁、第二整流二极管VD₂、第三整流二极管VD₃、第一开关电感L₁和第二开关电感L₂。

所述标准型Boost电路模块的回路中，第一整流二极管VD₁和第一开关电感L₁共阳极，并分别与光伏阵列输入电源的正极相连；第二开关电感L₂的阳极与第一整流二极管VD₁的阴极相连；第三整流二极管VD₃的阳极与第一开关电感L₁的阴极相连；第二整流二极管VD₂的阳极连接第一开关电感L₁的阴极及第三整流二极管VD₃的阴极，第二整流二极管VD₂的阴极连接第一整流二极管VD₁的阳极与第一开关电感L₂的阴极；第二开关电感L₂与第三整理二极管VD₃共阴极，并连接开关管S₁的集电极及第七整流二极管VD₇的阳极；第一输出滤波电容C₁阳极连接整流二极管VD₇阴极，其阴极与开关管S₁发射极一起连接到光伏阵列输出的负极。

所述浮地型Boost电路模块包括第二支路开关电感单元、第二开关管S₂、第八整流二极管VD₈和第二输出滤波电容C₂，第二支路开关电感单元的输出端连接光伏阵列输出的负极，第二支路开关电感单元的输入端与第二开关管S₂、第八整流二极管VD₈分别连接，第二输出滤波电容C₂与第二开关管S₂、第八整流二极管VD₈分别连接，第二开关管S₂与第二输出滤波电容C₂连接光伏阵列输出的正极，所述第二支路开关电感单元包括第四整流二极管VD₄、第五整流二极管VD₅、第六整流二极管VD₆、第三开关电感L₃和第四开关电感L₄。

所述浮地型Boost电路模块的回路中，第二输出滤波电容C₂的阳极及第二开关管S₂的集电极与光伏阵列输入电源的正极相连；第八整流二极管VD₈的阳极与第二输出滤波电容C₂的阴极相连，第八整流二极管VD₈的阴极与第二开关管S₂的发射极一起连接到第四开关电感L₄与第四整流二极管VD₄的共阳极；第五整流二极管VD₅的阳极与第四开关电感L₄的阴极及第六整流二极管VD₆的阳极相连，第五整流二极管VD₅的阴极与第四整流二极管VD₄及第三开关电感L₃的阳极相连；第三开关电感L₃的阳极连接第四整流二极管VD₄的阴极；第三开关电感L₃的阳极与第六整流二极管VD₆共阳极连接到光伏阵列输入电源的负极。

本发明另一方面提供一种开关电感浮地交错Boost变换器的控制方法，包括：

控制开关电感浮地交错Boost变换器的第一开关管S₁、第二开关管S₂以移相角为180°驱动信号交替触发导通，以占空比0.5为分界，基于D＞0.5和D＜0.5两种方式将开关电感浮地交错Boost变换器设置为四种工作模态，基于第一开关管S₁、第二开关管S₂触发脉冲对开关电感浮地交错Boost变换器进行四种工作模态下的控制。

四种模态包括：

模态一：开关管S₁、S₂均导通，整流二极管VD₂、VD₅、VD₇、VD₈截止，整流二极管VD₁、VD₃、VD₄、VD₆导通；并联电感L₁、L₂，L₃、L₄充电，电感电流线性上升，输出滤波电容C₁、C₂放电，输出滤波电容电压U_C1、U_C2下降；

模态二：开关管S₁导通、开关管S₂关断，整流二极管VD₂、VD₄、VD₆、VD₇截止，整流二极管VD₁、VD₃、VD₅、VD₈导通；并联电感L₁、L₂充电，电感电流线性上升，输出滤波电容C₁进行放电，电容电压线性下降；串联电感L₃、L₄放电，电感电流线性下降，输出滤波电容C₂进行充电，输出滤波电容电压U_C2线性上升；

模态三：开关管S₁关断、开关管S₂导通，整流二极管VD₂、VD₄、VD₆、VD₇导通，整流二极管VD₁、VD₃、VD₅、VD₈截止；串联电感L₁、L₂放电，电感电流线性下降，输出滤波电容C₁进行充电，电容电压U_C1线性上升；并联电感L₃、L₄充电，电感电流线性上升，输出滤波电容C₂进行放电，输出滤波电容电压U_C2线性下降；

模态四：开关管S₁、S₂均关断，整流二极管VD₂、VD₅、VD₇、VD₈导通，整流二极管VD₁、VD₃、VD₄、VD₆截止；串联电感L₁、L₂，L₃、L₄放电，电感电流线性下降；输出滤波电容C₁、C₂进行充电，输出滤波电容电压U_C1、U_C2线性上升。

本发明提供的开关电感浮地交错Boost变换器及其控制方法，相较于现有技术至少包括如下有益效果：

本发明通过将开关电感加入到浮地交错升压电路中，在相同的占空比下电压增益更高，开关管应力低，交错导通的形式使输入纹波更小，用于光伏MPPT发电系统中具有显著优势，可以有效提高光伏MPPT的跟踪速度，减小因功率震荡带来的电能损失，所使用的控制电路在MPPT跟踪速度上快了一倍以上，且功率震荡更小，稳定性良好。

附图说明

图1为实施例中开关电感浮地交错Boost变换器的拓扑结构示意图；

图2为实施例中SIFIBC模态1的等效电路图；

图3为实施例中SIFIBC模态2的等效电路图；

图4为实施例中SIFIBC模态3的等效电路图；

图5为实施例中SIFIBC模态4的等效电路图；

图6为实施例中电路在D>0.5和D<0.5两种工作模式下的工作波形图；

图7为实施例中标准Boost变换器与本发明的SIFIBC应用在光伏MPPT中的跟踪效果对比图。

具体实施方式

下面结合附图和具体实施例对本发明进行详细说明。显然，所描述的实施例是本发明的一部分实施例，而不是全部实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动的前提下所获得的所有其他实施例，都应属于本发明保护的范围。

实施例

本发明公开一种开关电感浮地交错Boost变换器，其拓扑结构如图1所示，包括一个光伏阵列输入电源、两组支路开关电感单元、两个输出滤波电容C₁与C₂、两个开关管S₁与S₂、两个整流管VD₇和VD₈和一个输出负载阻抗R。

两组支路开关电感单元分别包括两个电感和三个整流二极管。即第一支路开关电感单元包括电感L₁、电感L₂和整流二极管VD₁、VD₂、VD₃；第二支路开关电感单元包括电感L₃、电感L₄和整流二极管VD₄、VD₅、VD₆。如图1所示，开关电感浮地交错Boost变换器的功率变换部分呈上下结构交错对称，分别为标准型Boost电路的模块a和浮地型Boost电路的模块b。模块a、b分别包括一个支路开关电感单元、一个整流二极管及一个输出滤波电容。

模块a回路中，整流二极管VD₁和开关电感L₁共阳极与光伏阵列输入电源的正极相连；开关电感L₂阳极与VD₁阴极相连；整流二极管VD₃阳极与L₁阴极相连；整流二极管VD₂的阳极连开关电感L₁阴极及整流二极管VD₃阴极，其阴极连整流二极管VD₁阳极与开关电感L₂阴极；开关电感L₂与整理二极管VD₃共阴极，并连接开关管S₁集电极及整流二极管VD₇阳极；输出滤波电容C₁阳极连接整流二极管VD₇阴极，其阴极与开关管S₁发射极一起连接到光伏阵列输出的负极。

模块b回路中，输出滤波电容C₂的阳极及开关管S₂的集电极与光伏阵列输入电源的正极相连；整流二极管VD₈的阳极与输出滤波电容C₂的阴极相连，其阴极与开关管S₂的发射极一起连接到开关电感L₄与整流二极管VD₄的共阳极；整流二极管VD₅阳极与开关电感L₄阴极及整流二极管VD₆阳极相连，其阴极与整流二极管VD₄及开关电感L₃阳极相连；开关电感L₃阳极连接整流二极管VD₄的阴极，其阳极与整流二极管VD₆共阳极连接到光伏阵列输入电源的负极。负载阻抗R分别连接在模块a的输出滤波电容C₁阳极与模块b的输出滤波电容C₂阴极之间。在参数设置上遵循L₁＝L₂＝L₃＝L₄，C₁＝C₂。

模块a、b并联在输入端，其变换器原理是通过光伏阵列输入电源、输入滤波电容C₁和C₂以串联的形式为负载供电，使得电压增益范围得到了拓宽，且开关应力低。在本实施例中，开关电感浮地交错Boost变换器(Switch Inductor Floating Interleaved BoostConverter)将在后文中采用SIFIBC或SI-FIBC表示。

本发明还公开了一种开关电感浮地交错Boost变换器的控制方法，该方法的具体内容为：

开关电感浮地交错Boost变换器的两个开关管S₁、S₂以移相角为180°驱动信号交替触发导通，以占空比0.5为分界，有D＞0.5和D＜0.5两种工作模式，主要分为四个工作模态，详细见图2～图6：

模态1时，S₁、S₂均导通，整流二极管VD₂、VD₅、VD₇、VD₈截止，VD₁、VD₃、VD₄、VD₆导通；并联电感L₁//L₂、L₃//L₄充电，电感电流线性上升，电容C₁、C₂放电，两输出滤波电容电压下降。

模态2时，S₁导通、S₂关断，整流二极管VD₂、VD₄、VD₆、VD₇截止，VD₁、VD₃、VD₅、VD₈导通；并联电感L₁//L₂充电，电感电流线性上升，电容C₁进行放电，电容电压线性下降；串联电感L₃-L₄放电，电感电流线性下降，电容C₂进行充电，输出滤波电容电压U_C2线性上升。

模态3时，S₁关断、S₂导通，整流二极管VD₂、VD₄、VD₆、VD₇导通，VD₁、VD₃、VD₅、VD₈截止；串联电感L₁-L₂放电，电感电流线性下降，电容C₁进行充电，电容电压U_C1线性上升；并联电感L₃//L₄充电，电感电流线性上升，电容C₂进行放电，输出滤波电容电压U_C2线性下降。

模态4时，S₁、S₂均关断，整流二极管VD₂、VD₅、VD₇、VD₈导通，VD₁、VD₃、VD₄、VD₆截止；串联电感L₁-L₂、L₃-L₄放电，电感电流线性下降；电容C₁、C₂进行充电，输出滤波电容电压U_C1、U_C2线性上升。

本发明公开的开关电感浮地交错Boost变换器的控制方法的具体实施方式为：

开关电感浮地交错Boost变换器的两个开关管S₁、S₂以移相角为180°驱动信号交替触发导通，以占空比0.5为分界，有D＞0.5和D＜0.5两种工作模式，结合模态电路图与对应波形图，下面对触发脉冲一周期Ts内的控制方法具体实施方式进行详细说明，包括以下步骤：

当占空比D＞0.5，此时开关管S₁、S₂的触发脉冲会有部分重叠；

t∈[t₀-t₁]为模态1：t₀时刻之前，开关管S₁为关断状态，S₂为导通状态；t₀时刻，开关管S₁、S₂均导通，整流二极管VD₂、VD₅、VD₇、VD₈截止，VD₁、VD₃、VD₄、VD₆导通；并联电感L₁//L₂、L₃//L₄充电，电感电流线性上升，此时模块a、b的开关电感充电电压为U_pv；电容C₁、C₂放电，两输出滤波电容电压下降；由于输出电流I_out在一整个周期都流经U_pv，所以负载电压始终为U_C1+U_C2-U_pv。

t∈[t₁-t₂]为模态2：此时S₁导通、S₂关断，整流二极管VD₂、VD₄、VD₆、VD₇截止，VD₁、VD₃、VD₅、VD₈导通；并联电感L₁//L₂充电，电感电流线性上升，充电电压为U_pv；电容C₁进行放电，电容电压线性下降；串联电感L₃-L₄放电，其放电电压为1/2(U_pv-U_C2)，电感电流线性下降；电容C₂进行充电，输出滤波电容电压U_C2线性上升。

t∈[t₂-t₃]为模态1：不再重复描述。

t∈[t₃-t₄]为模态3：此时S₁关断、S₂导通，整流二极管VD₂、VD₄、VD₆、VD₇导通，VD₁、VD₃、VD₅、VD₈截止；串联电感L₁-L₂放电，其放电电压为1/2(U_pv-U_C1)，电感电流线性下降；电容C₁进行充电，电容电压U_C1线性上升；并联电感L₃//L₄充电，其充电电压为U_pv，电感电流线性上升，电容C₂进行放电，输出滤波电容电压U_C2线性下降。

当占空比D＜0.5，此时开关管S₁、S₂的触发脉冲无重叠。

t∈[t₀-t₁]为模态2：t₀时刻之前开关管S₁、S₂都为关断状态，t₀时刻来临时，开关管S₁开通；其余分析与上述模态2相同，不再重复描述。

t∈[t₁-t₂]为模态4：S₁、S₂均关断，整流二极管VD₂、VD₅、VD₇、VD₈导通，VD₁、VD₃、VD₄、VD₆截止；串联电感L₁-L₂、L3-L4放电，电感电流线性下降；电容C₁、C₂进行充电，输出滤波电容电压U_C1、U_C2线性上升。

t∈[t₂-t₃]为模态3：分析与上述模态3相同。

t∈[t₃-t₄]为模态4：分析与上述模态4相同。

由于开关电感浮地交错Boost变换器工作在CCM模式下，此时两个模块相当于两个独立的开关电感Boost变换器，对其中的模块a分析如下：

充电状态下：u_L1＝u_L2＝U_in (1)

放电状态下：

式中，U_in为输入电压。

模块b同理，设开关管开关周期为TS，开通时间为DTS，对一周期TS内的电感进行伏秒平衡分析，结合式(1)-(2)可推导得：

由式(3)-(4)可得单个模块的开关增益M_FIBC为：

根据SIFBC的状态分析及浮地交错拓扑结构特点，由于输出电流I_out在一整个周期都流经电源U_pv，即有：U_in+U_out＝U_C1+U_C2 (7)。

联立式(6)-(8)可得SIFIBC的电压增益M_SIFIBC为：

模块a、b的开关管和整流二极管承受的最大电压应力分别为它们各自的输出滤波电容电压，可表示为：

式(9)中，U_{S_peak}表示开关管S的最大耐受电压，U_{VD_peak}表示整流二极管VD的最大耐受电压。

为减小变换器的电流纹波，使开关管S₁、S₂交错180°导通，此时SIFIBC输入侧电流纹波可表示为：

由分析可得，相比于标准的Boost电路，SIFIBC电路在相同占空比下具有高的电压增益，拓宽了的升压范围，降低了开关应力和输入纹波，在光伏MPPT中有很好的应用前景。

本发明在传统的Boost电路的基础上，通过一个标准型的Boost电路与浮地型的Boost电路交错，这种交错导通的方式可以拓宽电压增益，减小输入纹波，并且引入开关电感，把两个Boost电路上的电感替换成开关电感，开关电感的作用是能够在充电阶段两个电感进行并联充电，存储更多的能量，放电阶段进行串联放电，这种方式能进一步提高了Boost电路的电压增益。通过将开关电感加入到浮地交错升压电路中，在相同的占空比下电压增益更高，开关管应力低，交错导通的形式使输入纹波更小，用于光伏MPPT发电系统中具有显著优势，可以有效提高光伏MPPT的跟踪速度，减小因功率震荡带来的电能损失，如图7所示，使用标准Boost变换器(BOOST)作为升压控制电路和使用开关电感浮地交错升压变换器(SI-FIBC)的MPPT跟踪效果对比中，由于升压能力不同，本发明所使用的控制电路在MPPT跟踪速度上快了一倍以上，且功率震荡更小，稳定性良好。

以上所述，仅为本发明的具体实施方式，但本发明的保护范围并不局限于此，任何熟悉本技术领域的工作人员在本发明揭露的技术范围内，可轻易想到各种等效的修改或替换，这些修改或替换都应涵盖在本发明的保护范围之内。因此，本发明的保护范围应以权利要求的保护范围为准。

Claims (8)

1.一种开关电感浮地交错Boost变换器，其特征在于，包括光伏阵列输入电源、与光伏阵列输入电源分别连接的呈上下结构交错对称设置的标准型Boost电路模块、浮地型Boost电路模块，以及与标准型Boost电路模块、浮地型Boost电路模块的输出端分别连接的输出负载阻抗。

2.根据权利要求1所述的开关电感浮地交错Boost变换器，其特征在于，标准型Boost电路模块、浮地型Boost电路模块各自分别包括一个支路开关电感单元、一个开关管、一个整流二极管和一个输出滤波电容，负载阻抗分别连接在标准型Boost电路模块的输出滤波电容的阳极与浮地型Boost电路模块的输出滤波电容的阴极之间，所述支路开关电感单元包括两个开关电感和三个整流二极管。

3.根据权利要求2所述的开关电感浮地交错Boost变换器，其特征在于，所述标准型Boost电路模块包括第一支路开关电感单元、第一开关管S₁、第七整流二极管VD₇和第一输出滤波电容C₁，第一支路开关电感单元的输入端连接光伏阵列输出的正极，第一支路开关电感单元的输出端与第一开关管S₁、第七整流二极管VD₇分别连接，第一输出滤波电容C₁与第一开关管S₁、第七整流二极管VD₇分别连接，第一开关管S₁与第一输出滤波电容C₁连接光伏阵列输出的负极，所述第一支路开关电感单元包括第一整流二极管VD₁、第二整流二极管VD₂、第三整流二极管VD₃、第一开关电感L₁和第二开关电感L₂。

4.根据权利要求3所述的开关电感浮地交错Boost变换器，其特征在于，所述标准型Boost电路模块的回路中，第一整流二极管VD₁和第一开关电感L₁共阳极，并分别与光伏阵列输入电源的正极相连；第二开关电感L₂的阳极与第一整流二极管VD₁的阴极相连；第三整流二极管VD₃的阳极与第一开关电感L₁的阴极相连；第二整流二极管VD₂的阳极连接第一开关电感L₁的阴极及第三整流二极管VD₃的阴极，第二整流二极管VD₂的阴极连接第一整流二极管VD₁的阳极与第一开关电感L₂的阴极；第二开关电感L₂与第三整理二极管VD₃共阴极，并连接开关管S₁的集电极及第七整流二极管VD₇的阳极；第一输出滤波电容C₁阳极连接整流二极管VD₇阴极，其阴极与开关管S₁发射极一起连接到光伏阵列输出的负极。

5.根据权利要求4所述的开关电感浮地交错Boost变换器，其特征在于，所述浮地型Boost电路模块包括第二支路开关电感单元、第二开关管S₂、第八整流二极管VD₈和第二输出滤波电容C₂，第二支路开关电感单元的输出端连接光伏阵列输出的负极，第二支路开关电感单元的输入端与第二开关管S₂、第八整流二极管VD₈分别连接，第二输出滤波电容C₂与第二开关管S₂、第八整流二极管VD₈分别连接，第二开关管S₂与第二输出滤波电容C₂连接光伏阵列输出的正极，所述第二支路开关电感单元包括第四整流二极管VD₄、第五整流二极管VD₅、第六整流二极管VD₆、第三开关电感L₃和第四开关电感L₄。

6.根据权利要求5所述的开关电感浮地交错Boost变换器，其特征在于，所述浮地型Boost电路模块的回路中，第二输出滤波电容C₂的阳极及第二开关管S₂的集电极与光伏阵列输入电源的正极相连；第八整流二极管VD₈的阳极与第二输出滤波电容C₂的阴极相连，第八整流二极管VD₈的阴极与第二开关管S₂的发射极一起连接到第四开关电感L₄与第四整流二极管VD₄的共阳极；第五整流二极管VD₅的阳极与第四开关电感L₄的阴极及第六整流二极管VD₆的阳极相连，第五整流二极管VD₅的阴极与第四整流二极管VD₄及第三开关电感L₃的阳极相连；第三开关电感L₃的阳极连接第四整流二极管VD₄的阴极；第三开关电感L₃的阳极与第六整流二极管VD₆共阳极连接到光伏阵列输入电源的负极。

7.一种应用如权利要求6所述的开关电感浮地交错Boost变换器的控制方法，其特征在于，控制开关电感浮地交错Boost变换器的第一开关管S₁、第二开关管S₂以移相角为180°驱动信号交替触发导通，以占空比0.5为分界，基于D＞0.5和D＜0.5两种方式将开关电感浮地交错Boost变换器设置为四种工作模态，基于第一开关管S₁、第二开关管S₂触发脉冲对开关电感浮地交错Boost变换器进行四种工作模态下的控制。

8.根据权利要求7所述的控制方法，其特征在于，四种模态包括：

模态一：开关管S₁、S₂均导通，整流二极管VD₂、VD₅、VD₇、VD₈截止，整流二极管VD₁、VD₃、VD₄、VD₆导通；并联电感L₁、L₂，L₃、L₄充电，电感电流线性上升，输出滤波电容C₁、C₂放电，输出滤波电容电压U_C1、U_C2下降；

模态二：开关管S₁导通、开关管S₂关断，整流二极管VD₂、VD₄、VD₆、VD₇截止，整流二极管VD₁、VD₃、VD₅、VD₈导通；并联电感L₁、L₂充电，电感电流线性上升，输出滤波电容C₁进行放电，电容电压线性下降；串联电感L₃、L₄放电，电感电流线性下降，输出滤波电容C₂进行充电，输出滤波电容电压U_C2线性上升；

模态三：开关管S₁关断、开关管S₂导通，整流二极管VD₂、VD₄、VD₆、VD₇导通，整流二极管VD₁、VD₃、VD₅、VD₈截止；串联电感L₁、L₂放电，电感电流线性下降，输出滤波电容C₁进行充电，电容电压U_C1线性上升；并联电感L₃、L₄充电，电感电流线性上升，输出滤波电容C₂进行放电，输出滤波电容电压U_C2线性下降；

模态四：开关管S₁、S₂均关断，整流二极管VD₂、VD₅、VD₇、VD₈导通，整流二极管VD₁、VD₃、VD₄、VD₆截止；串联电感L₁、L₂，L₃、L₄放电，电感电流线性下降；输出滤波电容C₁、C₂进行充电，输出滤波电容电压U_C1、U_C2线性上升。

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