CN111555633B - 一种用于新能源直流并网的直流变压器及其控制方法 - Google Patents

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Abstract

本发明公开了一种用于新能源直流并网的直流变压器及其控制方法，所述直流变压器由N个结构相同的功率模块构成，采用低压侧并联、中压侧串联结构，可实现直流电能变换，可实现单极结构或双极结构；每个功率模块采用调频控制，实现对功率和输出电压的调节，本发明的直流变压器可以在较宽输出电压范围内实现全负荷范围内的软开关；同时调频过程加在变压器上的正负电压脉宽时间固定，可有效降低变压器工作磁密，进而降低变压器体积。对于相同输出电压等级，本发明的直流变压器可有效降低中压侧二极管的电压应力，可采用更低电压等级的二极管，降低成本。本发明的直流变压器具有体积小、效率高、成本低的特点，非常适用于新能源直流并网。

Description

一种用于新能源直流并网的直流变压器及其控制方法
技术领域
本发明属于电力电子技术领域，涉及一种用于新能源直流并网的调频可控型直流变压器拓扑及其控制方法，适用于中压直流大功率场合。
背景技术
随着不可再生能源的消耗，能源紧缺等问题的产生，太阳能和风能等可再生能源成为研究热点，随着光伏电厂和风电场的不断建设，新能源汇集问题越来越受到重视。中压直流汇集系统因其可降低汇集的线路损耗，因此亟需直流升压变压器将风机或者光伏发出的低压电升压至中压，以提高整体的效率以及运行性能。其中，谐振型直流变压器因其优越的软开关特性，且可通过调节开关频率调节输出功率而受到广泛关注。针对用于新能源直流并网的调频可控型直流变压器，近年来已出现了一些研究，但现有的新能源直流并网的调频可控型直流变压器的电路拓扑方案中，仍然存在几个主要问题：如采用的变频控制导致在宽输出范围内开关频率发生较大变化，使得开关损耗、变压器体积增加，设计难度增大；同时，当电压变化较宽时无法实现软开关。因此有必要提出一种可有效降低开关损耗、减小变压器体积的用于新能源直流并网的调频可控型直流变压器拓扑。
发明内容
本发明针对现有技术存在的不足，提供了一种用于新能源直流并网的直流变压器及其控制方法。本发明中，每个功率模块采用调频控制，实现对功率和输出电压的调节，本发明的直流变压器可以在较宽输出电压范围内实现全负荷范围内的软开关；同时调频过程加在变压器上的正负电压脉宽时间固定，可有效降低变压器工作磁密，进而降低变压器体积。
本发明的目的是通过以下技术方案实现的：
一种用于新能源直流并网的直流变压器，由N个结构相同的功率模块构成，其中：
N个功率模块低压侧并联后的直流输入端正极与低压直流母线的正极相连，直流输入端负极与低压直流母线的负极相连；
N个功率模块中压侧串联后的直流输出端正极与中压直流电网的正极相连，直流输出端负极与中压直流电网的负极相连；
功率模块包括H桥、三电平整流桥、输入滤波电容Ci、第一输出滤波电容Co1、第二输出滤波电容Co2、变压器原边、变压器副边、谐振电感Lr、第一谐振电容Cr1和第二谐振电容Cr2；
H桥包括第一开关管S1、第二开关管S2、第三开关管S3和第四开关管S4；
三电平整流桥包括第一二极管D1、第二二极管D2、第三二极管D3、第四二极管D4、第五二极管Dc1和第六二极管Dc2；
第一开关管S1的发射极与第二开关管S2的集电极相连构成第一桥臂，第三开关管S3的发射极与第四开关管S4的集电极构成第二桥臂；
输入端的正极经输入滤波电容Ci正极分别连接第一开关管S1和第三开关管S3的集电极，输入端的负极经输入滤波电容Ci负极分别连接第二开关管S2和第四开关管S4的发射极，输入滤波电容Ci两端构成直流输入端；
变压器的原边同名端连接第一开关管S1与第二开关管S2的中间节点，另一端连接第三开关管S3与第四开关管S4的中间节点；
输出端的正极经第一输出滤波电容Co1正极与第一二极管D1的阴极相连，第一二极管D1的阳极分别与第二二极管D2的阴极和第五二极管Dc1的阴极相连，第二二极管D2的阳极与第三二极管D3的阴极相连，第三二极管D3的阳极分别与第四二极管D4的阴极和第六二极管Dc2的阳极相连，第五二极管Dc1的阳极与第六二极管Dc2的阴极相连；
第一谐振电容Cr1的一端与第五二极管Dc1的阴极相连，另一端与第五二极管Dc1的阳极相连；
第二谐振电容Cr2的一端与第六二极管Dc2的阴极相连，另一端与第六二极管Dc2的阳极相连；
变压器的副边同名端经谐振电感Lr连接第一谐振电容Cr1与第二谐振电容Cr2的中间节点，另一端连接第二二极管D2与第三二极管D3的中间节点；
第一输出滤波电容Co1与第二输出滤波电容Co2串联后的中间节点与第二二极管D2和第三二极管D3的中间节点相连，第一输出滤波电容Co1与第二输出滤波电容Co2串联后的两端构成直流输出端。
一种上述用于新能源直流并网的直流变压器的控制方法，第一开关管S1和第二开关管S2以50％占空比互补运行，第三开关管S3与第四开关管S4以50％占空比互补运行；通过调节开关频率可调节传输功率。第一桥臂与第二桥臂之间移相时间固定，使得H桥产生脉宽时间固定的三电平波形。设一个控制周期为T，时间为t0≤t≤t12，其中t0≤t≤t6为前半周期，t7≤t≤t12为后半周期，其中：
一、前半周期
具体控制方法如下：
初始时刻t0：t0为一个控制周期的起点，此时变压器副边电流即流经谐振电感Lr的值为零，变压器原边电流即流经第一开关管S1和第四开关管S4值为负，此时开通第四开关管S4为零电压开通，第一谐振电容Cr1电压和第二谐振电容Cr2电压分别等于第二输出滤波电容Co2两端电压Uo/2和零；
第一开关模态：t0≤t≤t1，t0时刻第一开关管S1和第四开关管S4处于导通状态，第二开关管S2和第三开关管S3处于关断状态，第一二极管D1与第三二极管D3导通，谐振电感Lr与第一谐振电容Cr1和第二谐振电容Cr2发生谐振，变压器副边电流iLr的值从零开始正弦上升，第一谐振电容Cr1电压uCr1从Uo/2逐渐降至零，第二谐振电容Cr2电压uCr2从零逐渐升至Uo/2；
第二开关模态：t1≤t≤t2，t1时刻，由于第五二极管Dc1和第六二极管Dc2的存在，第一谐振电容Cr1电压和第二谐振电容Cr2电压分别被钳位到零和Uo/2，第五二极管Dc1导通，此时变压器原边电流ip的值和变压器副边电流iLr的值线性下降；
第三开关模态：t2≤t≤t3，t2时刻，变压器副边电流iLr的值线性下降至零，中压侧二极管实现了零电流关断；
第四开关模态：t3≤t≤t5，t3时刻，第一开关管S1关断，关断电流为幅值很小的激磁电流，近似为零电流关断；第一开关管S1关断后变压器原边电流ip流经第二开关管S2的反并联二极管，所以t4时刻第二开关管S2的开通为零电压开通，H桥输出电压up作用在变压器原边的值为零，原边电流ip等于激磁电流维持不变；
第五开关模态：t5≤t≤t6，t5时刻第四开关管S4关断，其关断电流也为幅值很小的激磁电流，所以也实现了零电流关断；第四开关管S4关断后变压器原边电流ip经第三开关管S3的反并联二极管续流，所以t6时刻第三开关管S3的开通为零电压开通；t6是前半个控制周期的终点，也是后半个控制周期的起点；
二、后半周期
后半周期的控制周期波形与前半周期的控制周期对称，后半周期的具体控制方法如下：
时刻t6：t6为后半控制周期的起点，此时变压器副边电流即流经谐振电感Lr的值为零，变压器原边电流为激磁电流且流经第二开关管S2和第三开关管S3的反并联二极管，此时开通第三开关管S3为零电压开通，第一谐振电容Cr1电压和第二谐振电容Cr2电压分别等于零和第一输出滤波电容Co1两端电压Uo/2；
第六开关模态：t6≤t≤t7，t6时刻第二开关管S2和第三开关管S3处于导通状态，第一开关管S1和第四开关管S4处于关断状态，第二二极管D2与第四二极管D4导通，谐振电感Lr与第一谐振电容Cr1和第二谐振电容Cr2发生谐振，变压器副边电流iLr的值从零开始正弦向负值变化。第一谐振电容Cr1电压uCr1从零逐渐升至Uo/2，第二谐振电容Cr2电压uCr2从Uo/2逐渐降至零；
第七开关模态：t7≤t≤t8，t7时刻，由于第五二极管Dc1和第六二极管Dc2的存在，第一谐振电容Cr1电压和第二谐振电容Cr2电压被分别钳位到Uo/2和零，第六二极管Dc2导通，此时变压器原边电流ip的值和变压器副边电流iLr的值线性上升；
第八开关模态：t8≤t≤t9，t8时刻，变压器副边电流iLr的值线性上升至零，中压侧二极管实现了零电流关断；
第九开关模态：t9≤t≤t11，t9时刻，第二开关管S2关断，关断电流为幅值很小的激磁电流，近似为零电流关断；第二开关管S2关断后变压器原边电流ip流经第一开关管S1的反并联二极管，所以t10时刻，第一开关管S1的开通为零电压开通，H桥输出电压up作用在变压器原边的值为零；
第十开关模态：t11≤t≤t12，t51时刻第三开关管S3关断，其关断电流也为幅值很小的激磁电流，所以也实现了零电流关断；第三开关管S3关断后变压器原边电流ip经第四开关管S4的反并联二极管续流，所以t12时刻第四开关管S4的开通为零电压开通；t12是后半个控制周期的终点，也是下一控制周期的起点。
相比于现有技术，本发明具有如下优点：
与现有调频可控型直流变压器相比，本发明的直流变压器可以在较宽输出电压范围内实现全负荷范围内的软开关，同时调频过程正负电压脉宽时间固定，控制方法简单，且可有效降低变压器工作磁密，进而降低变压器体积。对于相同输出电压等级，本发明的直流变压器可有效降低中压侧二极管的电压应力，可采用更低电压等级的二极管，降低成本。所以本发明的直流变压器具有体积小、效率高、成本低的特点，非常适用于新能源直流并网。
附图说明
图1为本发明提出的新能源直流并网的调频可控型直流变压器的整体示意图；
图2为本发明提出的功率模块拓扑结构示意图；
图3为本发明提出的功率模块典型驱动和电压电流波形；
图4为功率模块工作在第一开关模态的电流通路图；
图5为功率模块工作在第二开关模态的电流通路图；
图6为功率模块工作在第三开关模态的电流通路图；
图7为功率模块工作在第四开关模态的电流通路图；
图8为功率模块工作在第五开关模态的电流通路图；
图9为本发明的功率模块的双向拓扑结构示意图；
图10为本发明的功率模块拓扑衍生示意图1；
图11为本发明的功率模块拓扑衍生示意图2；
图12为本发明的功率模块拓扑衍生示意图3。
具体实施方式
下面结合附图对本发明的技术方案作进一步的说明，但并不局限于此，凡是对本发明技术方案进行修改或者等同替换，而不脱离本发明技术方案的精神和范围，均应涵盖在本发明的保护范围中。
一种用于新能源直流并网的直流变压器，如图1所示，所述直流变压器由N个结构相同的功率模块构成，采用低压侧并联、中压侧串联结构，可实现直流电能变换，可实现单极结构或双极结构；N个功率模块低压侧并联后的直流输入端正极与低压直流母线的正极相连，直流输入端负极与低压直流母线的负极相连；N个功率模块中压侧串联后的直流输出端正极与中压直流电网的正极相连，直流输出端负极与中压直流电网的负极相连。
如图2所示，本发明提出的功率模块包括H桥、三电平整流桥、输入滤波电容Ci、第一输出滤波电容Co1、第二输出滤波电容Co2、变压器原边、变压器副边、谐振电感Lr、第一谐振电容Cr1和第二谐振电容Cr2。Ui为输入电压，Uo为输出电压。H桥包括第一开关管S1、第二开关管S2、第三开关管S3和第四开关管S4。三电平整流桥包括第一二极管D1、第二二极管D2、第三二极管D3、第四二极管D4、第五二极管Dc1和第六二极管Dc2。第一开关管S1的发射极与第二开关管S2的集电极相连构成第一桥臂，第三开关管S3的发射极与第四开关管S4的集电极构成第二桥臂；输入端的正极经输入滤波电容Ci正极分别连接第一开关管S1和第三开关管S3的集电极，输入端的负极经输入滤波电容Ci负极分别连接第二开关管S2和第四开关管S4的发射极，输入滤波电容Ci两端构成直流输入端；变压器的原边同名端连接第一开关管S1与第二开关管S2的中间节点，另一端连接第三开关管S3与第四开关管S4的中间节点；输出端的正极经第一输出滤波电容Co1正极与第一二极管D1的阴极相连，第一二极管D1的阳极分别与第二二极管D2的阴极和第五二极管Dc1的阴极相连，第二二极管D2的阳极与第三二极管D3的阴极相连，第三二极管D3的阳极分别与第四二极管D4的阴极和第六二极管Dc2的阳极相连，第五二极管Dc1的阳极与第六二极管Dc2的阴极相连；第一谐振电容Cr1的一端与第五二极管Dc1的阴极相连，另一端与第五二极管Dc1的阳极相连；第二谐振电容Cr2的一端与第六二极管Dc2的阴极相连，另一端与第六二极管Dc2的阳极相连；变压器的副边同名端经谐振电感Lr连接第一谐振电容Cr1与第二谐振电容Cr2的中间节点，另一端连接第二二极管D2与第三二极管D3的中间节点；第一输出滤波电容Co1与第二输出滤波电容Co2串联后的中间节点与第二二极管D2和第三二极管D3的中间节点相连，第一输出滤波电容Co1与第二输出滤波电容Co2串联后的两端构成直流输出端。
本发明提出的功率模块典型驱动和电压电流波形如图3所示，第一开关管S1和第二开关管S2以50％占空比互补运行，第三开关管S3与第四开关管S4以50％占空比互补运行；通过调节开关频率可调节传输功率。第一桥臂与第二桥臂之间移相时间固定，使得H桥产生脉宽时间固定的三电平波形。其中：up为H桥输出电压，ip为变压器原边电流，iLr为变压器副边电流，uCr1和uCr2分别为第一谐振电容Cr1电压和第二谐振电容Cr2电压。设一个控制周期为T，时间为t0≤t≤t12，t0≤t≤t6为前半周期，t7≤t≤t12为后半周期，具体控制方法分为如下五个开关模态：
初始时刻t0：t0为一个控制周期的起点，此时变压器副边电流iLr值为零，变压器原边电流ip值为负，因而此时开通第四开关管S4为零电压开通。此时第一谐振电容Cr1电压和第二谐振电容Cr2电压分别等于第二输出滤波电容Co1两端电压Uo/2和零。
第一开关模态：t0≤t≤t1，如图4所示，t0时刻第一开关管S1和第四开关管S4处于导通状态，第二开关管S2和第三开关管S3处于关断状态，第一二极管D1与第三二极管D3导通，谐振电感Lr与第一谐振电容Cr1和第二谐振电容Cr2发生谐振，变压器副边电流iLr的值从零开始正弦变化。第一谐振电容Cr1电压uCr1从Uo/2逐渐降至零，第二谐振电容Cr2电压uCr2从零逐渐升至Uo/2。
第二开关模态：t1≤t≤t2，如图5所示，t1时刻，由于第五二极管Dc1和第六二极管Dc2的存在，第一谐振电容Cr1电压和第二谐振电容Cr2电压分别被钳位到零和Uo/2，第五二极管Dc1导通，此时变压器原边电流ip的值和变压器副边电流iLr的值线性下降。
第三开关模态：t2≤t≤t3，如图6所示，t2时刻，变压器副边电流iLr的值线性下降至零，中压侧二极管实现了零电流关断。
第四开关模态：t3≤t≤t5，如图7所示，t3时刻，第一开关管S1关断，关断电流为幅值很小的激磁电流，近似为零电流关断；第一开关管S1关断后变压器原边电流ip流经第二开关管S2的反并联二极管，所以t4时刻第二开关管S2的开通为零电压开通，H桥输出电压up作用在变压器原边的值为零。
第五开关模态：t5≤t≤t6，如图8所示，t5时刻第四开关管S4关断，其关断电流也为幅值很小的激磁电流，所以也实现了零电流关断。第四开关管S4关断后变压器原边电流ip经第三开关管S3的反并联二极管续流，所以t6时刻第三开关管S3的开通为零电压开通。t6是前半个控制周期的终点，也是后半个控制周期的起点。后半个控制周期波形与前半个控制周期对称，不再累述。
图9是本发明的功率模块拓扑的双向结构示意图，将三电平整流桥中二极管D1～D4替换成双向功率器件，可以实现输入输出之间功率的双向流动和控制。
图10是本发明的功率模块拓扑衍生示意图，将H桥替代变压器副边的三电平整流桥，同样具备宽电压范围输出能力和功率调节能力，开关损耗较小，效率较高，变压器体积小，成本低。
图11是本发明的一种功率模块拓扑衍生示意图，将三电平NPC半桥替代变压器原边的H桥，NPC开关管的电压应力减半；同样也可以采用如图12所示的NPC全桥替代H桥。
最后应当说明的是：以上具体实施方式和实施例子仅用于说明发明的技术方案而并非对其进行限制，对于本发明所覆盖的技术领域的普通技术人员而言，在不脱离本发明精神和构思的前提之下，对本发明的具体实施方式和实施例子进行简单修改、类比推理或同等替换，均视为属于本发明的权利要求书保护范围之中。

Claims (5)

1.一种用于新能源直流并网的直流变压器的控制方法，其特征在于所述直流变压器由N个结构相同的功率模块构成，其中：
N个功率模块低压侧并联后的直流输入端正极与低压直流母线的正极相连，直流输入端负极与低压直流母线的负极相连；
N个功率模块中压侧串联后的直流输出端正极与中压直流电网的正极相连，直流输出端负极与中压直流电网的负极相连；
所述功率模块包括H桥、三电平整流桥、输入滤波电容Ci、第一输出滤波电容Co1、第二输出滤波电容Co2、变压器原边、变压器副边、谐振电感Lr、第一谐振电容Cr1和第二谐振电容Cr2，其中：
H桥包括第一开关管S1、第二开关管S2、第三开关管S3和第四开关管S4；
三电平整流桥包括第一二极管D1、第二二极管D2、第三二极管D3、第四二极管D4、第五二极管Dc1和第六二极管Dc2；
第一开关管S1的发射极与第二开关管S2的集电极相连构成第一桥臂，第三开关管S3的发射极与第四开关管S4的集电极构成第二桥臂；
输入端的正极经输入滤波电容Ci正极分别连接第一开关管S1和第三开关管S3的集电极，输入端的负极经输入滤波电容Ci负极分别连接第二开关管S2和第四开关管S4的发射极，输入滤波电容Ci两端构成直流输入端；
变压器原边同名端连接第一开关管S1与第二开关管S2的中间节点，另一端连接第三开关管S3与第四开关管S4的中间节点；
输出端的正极经第一输出滤波电容Co1正极与第一二极管D1的阴极相连，第一二极管D1的阳极分别与第二二极管D2的阴极和第五二极管Dc1的阴极相连，第二二极管D2的阳极与第三二极管D3的阴极相连，第三二极管D3的阳极分别与第四二极管D4的阴极和第六二极管Dc2的阳极相连，第五二极管Dc1的阳极与第六二极管Dc2的阴极相连；
第一谐振电容Cr1的一端与第五二极管Dc1的阴极相连，另一端与第五二极管Dc1的阳极相连；
第二谐振电容Cr2的一端与第六二极管Dc2的阴极相连，另一端与第六二极管Dc2的阳极相连；
变压器副边同名端经谐振电感Lr连接第一谐振电容Cr1与第二谐振电容Cr2的中间节点，另一端连接第二二极管D2与第三二极管D3的中间节点；
第一输出滤波电容Co1与第二输出滤波电容Co2串联后的中间节点与第二二极管D2和第三二极管D3的中间节点相连，第一输出滤波电容Co1与第二输出滤波电容Co2串联后的两端构成直流输出端；
所述方法如下：
第一开关管S1和第二开关管S2以50％占空比互补运行，第三开关管S3与第四开关管S4以50％占空比互补运行；第一桥臂与第二桥臂之间移相时间固定，使得H桥产生脉宽时间固定的三电平波形；
设一个控制周期为T，时间为t0≤t≤t12，其中t0≤t≤t6为前半周期，t7≤t≤t12为后半周期，则有：
一、前半周期
初始时刻t0：变压器副边电流即流经谐振电感Lr值为零，变压器原边电流等于激磁电流，流经第一开关管S1和第四开关管S4的反并联二极管，此时开通第四开关管S4为零电压开通，第一谐振电容Cr1电压和第二谐振电容Cr2电压分别等于第二输出滤波电容Co1两端电压Uo/2和零；
第一开关模态：t0≤t≤t1，t0时刻，第一开关管S1和第四开关管S4处于导通状态，第二开关管S2和第三开关管S3处于关断状态，第一二极管D1与第三二极管D3导通，谐振电感Lr与第一谐振电容Cr1和第二谐振电容Cr2发生谐振，变压器副边电流iLr的值从零开始正弦变化，第一谐振电容Cr1电压uCr1从Uo/2逐渐降至零，第二谐振电容Cr2电压uCr2从零逐渐升至Uo/2，Uo为输出电压；
第二开关模态：t1≤t≤t2，t1时刻，第一谐振电容Cr1电压和第二谐振电容Cr2电压分别被钳位到零和Uo/2，第五二极管Dc1导通，此时变压器原边电流ip的值和变压器副边电流iLr的值线性下降；
第三开关模态：t2≤t≤t3，t2时刻，变压器副边电流iLr的值线性下降至零，中压侧二极管实现零电流关断；
第四开关模态：t3≤t≤t5，t3时刻，第一开关管S1关断，此后变压器原边电流ip流经第二开关管S2的反并联二极管，t4时刻第二开关管S2的开通为零电压开通，H桥输出电压up作用在变压器原边的值为零；
第五开关模态：t5≤t≤t6，t5时刻，第四开关管S4关断，变压器原边电流ip经第三开关管S3的反并联二极管续流，所以t6时刻第三开关管S3的开通为零电压开通；
二、后半周期
后半周期的控制周期波形与前半周期的控制周期对称，具体控制方法如下：
时刻t6：t6为后半控制周期的起点，此时变压器副边电流即流经谐振电感Lr的值为零，变压器原边电流流经第二开关管S2和第三开关管S3的反并联二极管，此时开通第三开关管S3为零电压开通，第一谐振电容Cr1电压和第二谐振电容Cr2电压分别等于零和第一输出滤波电容Co1两端电压Uo/2；
第六开关模态：t6≤t≤t7，t6时刻第二开关管S2和第三开关管S3处于导通状态，第一开关管S1和第四开关管S4处于关断状态，第二二极管D2与第四二极管D4导通，谐振电感Lr与第一谐振电容Cr1和第二谐振电容Cr2发生谐振，变压器副边电流iLr的值从零开始正弦向负值变化；第一谐振电容Cr1电压uCr1从零逐渐升至Uo/2，第二谐振电容Cr2电压uCr2从Uo/2逐渐降至零；
第七开关模态：t7≤t≤t8，t7时刻，第一谐振电容Cr1和第二谐振电容Cr2被钳位，第六二极管Dc2导通，此时变压器原边电流ip的值和变压器副边电流iLr的值线性上升；
第八开关模态：t8≤t≤t9，t8时刻，变压器副边电流iLr的值线性上升至零，中压侧二极管实现零电流关断；
第九开关模态：t9≤t≤t11，t9时刻，第二开关管S2关断，此后变压器原边电流ip经第一开关管S1的反并联二极管续流，所以t10时刻第一开关管S1的开通为零电压开通，H桥输出电压up作用在变压器原边的值为零；
第十开关模态：t11≤t≤t12，t11时刻，第三开关管S3关断，第三开关管S3关断后变压器原边电流ip经第四开关管S4的反并联二极管续流，t12时刻第四开关管S4的开通为零电压开通。
2.根据权利要求1所述的用于新能源直流并网的直流变压器的控制方法，其特征在于所述三电平整流桥中的第一二极管D1、第二二极管D2、第三二极管D3、第四二极管D4替换为双向功率器件。
3.根据权利要求1所述的用于新能源直流并网的直流变压器的控制方法，其特征在于所述变压器副边的三电平整流桥替换为H桥。
4.根据权利要求1所述的用于新能源直流并网的直流变压器的控制方法，其特征在于所述变压器原边的H桥替换为三电平NPC半桥。
5.根据权利要求1所述的用于新能源直流并网的直流变压器的控制方法，其特征在于所述变压器原边的H桥替换为三电平NPC全桥。
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