CN116613986B - 一种准z源llc谐振变换器及其控制方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了DC‑DC变换设备技术领域的一种准Z源LLC谐振变换器及其控制方法，包括直流电源、储能电感、第一开关管、第一二极管、第二电容、第一耦合变压器、桥臂开关管单元、LLC谐振单元、第二耦合变压器；通过单极性的PWM+PFM控制方法控制变换器中所有开关管的导通时间和频率，将频率控制在谐振点附近；并结合预先设置的桥臂开关管单元的死区时间，令所有源元件均实现软开关，提高了变换器的效率。本发明实现了占空比、开关频率和匝比三自由度调节，避免了高压增益极限占空比与极限频率，能够在增加电路可靠性的同时进一步提高变换器的增益。

Description

一种准Z源LLC谐振变换器及其控制方法

技术领域

本发明涉及一种宽范围输入高增益的准Z源LLC谐振变换器及其控制方法，属于DC-DC变换设备技术领域。

背景技术

近年来，越来越多的设备需要用于高压场所，如光伏并网系统、高压直流输电系统、微电源并网等。高增益DC-DC变换器作为可再生能源与能源系统的接口装置，在微电网、可再生能源分布式发电等系统中扮演着重要的角色。在可再生能源发电中，风力发电和光伏发电会存在产生的电压不稳定的问题，因此寻求一个宽范围电压输入的高增益DC-DC变换器是很有必要的。

从20世纪九十年代提出多元件谐振电路至今，高增益LLC变换器也不断发展。由于LLC电路能在输入电压和负载变化范围很大的情况下有良好的电压调节特性，因此以各种半桥式、全桥式、多电平型LLC串联谐振变换器（LLC-SRC，LLC Series ResonantConverter）的升压电路相继被提出和研究，以实现较宽输入电压范围和较高电压增益。然而，现有的LLC电路的电压增益仍然难以满足电网快速发展的需求，而光伏电池在微电网并网中也需要电气隔离来确保微电网的总体安全性。因此，寻求一种更宽电压输入、更高效率、更高增益，并结合LLC电路本身优势的DC-DC变换器已成为本研究领域的热点。

发明内容

为了解决目前很多结合LLC电路的高增益变换器具有输入电压范围小，电压增益较低的问题，本发明提出了一种准Z源LLC谐振变换器及其控制方法，在准Z源原有的基础上，通过在储能电感与地之间加一个同步开关管（即第一开关管）对准Z源进行优化，在准Z源后面也加入第一耦合变压器并且进行隔离，在增加电路可靠性的同时也可进一步提高变换器的增益，其电压增益高，输入电流持续，桥臂开关管单元中的多个开关管可零电压导通（即ZVS导通），进而降低损耗。

为解决上述技术问题，本发明采用了如下技术手段：

第一方面，本发明提出了一种准Z源LLC谐振变换器，包括直流电源、储能电感、第一开关管、第一二极管、第二电容、第一耦合变压器、桥臂开关管单元、LLC谐振单元、第二耦合变压器；所述直流电源的正极和储能电感的一端相连，所述第一开关管并联在直流电源的负极和储能电感的另一端之间，所述储能电感的另一端分别与第一二极管的阳极和第二电容的负极相连，所述第一二极管的阴极与所述第一耦合变压器的原边的同名端相连，所述第一耦合变压器的副边与负载侧相连，所述第二电容的负极分别与所述第一耦合变压器的原边的异名端和所述桥臂开关管单元的输入端相连，所述桥臂开关管单元的输出端与所述LLC谐振单元的谐振腔相连，所述第二耦合变压器的原边并联在谐振腔的一侧，所述第二耦合变压器的副边与负载侧相连。

结合第一方面进一步的，还包括第三电容和第二二极管；所述第一耦合变压器的副边的同名端与第三电容的负极连接，所述第三电容的正极连接负载侧，所述第一耦合变压器的副边的异名端与第二二极管的阳极连接，第三电容的正极与第二二极管的阴极连接。

结合第一方面，进一步的，所述变换器还包括第一电容，所述第一电容并联在直流电源的负极和第一二极管的阴极之间。

结合第一方面，进一步的，所述第一耦合变压器的原边与副边的绕组匝数比为1：n。

结合第一方面，进一步的，所述桥臂开关管单元包括4个开关管，第一开关管和桥臂开关管单元中的4个开关管均反并联二极管和缓冲电容。

结合第一方面，进一步的，所述LLC谐振单元包括谐振电容、谐振电感和第二励磁电感，所述谐振电容、谐振电感和第二励磁电感串联形成谐振腔；所述第二励磁电感与所述第二耦合变压器的原边并联。

结合第一方面，进一步的，还包括桥式整流电路，第二耦合变压器的副边连接所述桥式整流电路的输入端，所述桥式整流电路的输出端连接负载侧。所述桥式整流电路包括第五二极管、第六二极管、第七二极管和第八二极管，所述第二耦合变压器的副边的异名端与第五二极管阳极和第七二极管阴极公共端相连，所述第二耦合变压器的副边的同名端与第六二极管阳极和第八二极管阴极公共端相连，第五二极管阴极、第六二极管阴极、第七二极管阴极和第八二极管阴极分别与负载侧相连。

结合第一方面，进一步的，负载侧包括第三二极管、第四二极管、第一输出电容、第二输出电容和负载，所述第一输出电容和第二输出电容串联后并联于负载的两端，所述第三二极管的阳极与第一耦合变压器的副边连接，所述第三二极管的阴极与第二输出电容的正极和负载的公共端相连，所述第四二极管的阳极与桥式整流电路相连，所述第四二极管的阴极与第一耦合变压器、第二输出电容的负极、第一输出电容的正极的公共端相连。

结合第一方面，进一步的，第一开关管和桥臂开关管单元中的4个开关管均采用N沟道的MOS管，每个开关管的栅极用来接收外部主控MCU产生的控制信号。

第二方面，本发明提出了一种准Z源LLC谐振变换器的控制方法，所述控制方法用于控制如第一方面所述的准Z源LLC谐振变换器，包括如下步骤：

通过单极性的PWM+PFM控制方法，控制第一开关管和桥臂开关管单元中4个开关管的导通时间和频率，将频率控制在谐振点附近；

根据预先设置的桥臂开关管单元的死区时间，通过LLC谐振单元谐振，使桥臂开关管单元中4个开关管上的缓冲电容完全充放电，令桥臂开关管单元中4个开关管工作在零电压导通，令桥式整流电路中的第五二极管、第六二极管、第七二极管和第八二极管工作在零电流关断。

采用以上技术手段后可以获得以下优势：

本发明提出了一种准Z源LLC谐振变换器及其控制方法，在现有准Z源的基础上，通过在储能电感与地之间加第一开关管对准Z源进行优化，在准Z源后面也加入第一耦合变压器并且进行隔离，从而增加电路可靠性，同时也可进一步提高变换器的增益。本发明变换器可支持宽范围电压输入的同时还有很高的电压增益，桥臂开关管单元的开关管可ZVS导通，有利于降低损耗。本发明使用PWM+PFM控制方法避免了极端占空比下的工作状态，并且进行前后级隔离，增加了电路工作时的安全性和可靠性。

附图说明

图1为本发明准Z源LLC谐振变换器的结构示意图；

图2为本发明实施例中5个开关管的控制信号示意图；

图3为第一、第二、第五开关管导通且第三、第四开关管关断时变换器的工作示意图；

图4为第一、第三、第四开关管导通且第二、第五开关管关断是变换器的工作示意图；

图5为第二、第五开关管导通且第一、第三、第四开关管关断时变换器的工作示意图；

图6为第三、第四开关管导通且第一、第二、第五开关管关断是变换器的工作示意图；

图7为本发明实施例中所有开关管的Saber仿真波形示意图；

图8为本发明实施例中所有二极管的Saber仿真波形示意图。

具体实施方式

下面结合附图对本发明的技术方案作进一步说明：

实施例1

本实施例介绍一种可以宽范围输入高增益的准Z源LLC谐振变换器，其主体结构如图1所示，主要包括直流电源V _g、储能电感L ₁、第一电容C ₁、第二电容C ₂、第一二极管D ₁、第一开关管S ₁、第一耦合变压器、桥臂开关管单元、LLC谐振单元、第二耦合变压器、第三电容C ₃、第二二极管D ₂和桥式整流电路。其中，桥臂开关单元包括第二开关管S ₂、第三开关管S ₃、第四开关管S ₄和第五开关管S ₅；LLC谐振单元包括谐振电容C _r、谐振电感L _r、第二励磁电感L _bm；桥式整流电路包括第五二极管D ₅、第六二极管D ₆、第七二极管D ₇和第八二极管D ₈。准Z源LLC谐振变换器与负载侧相连，负载侧则包括第三二极管D ₃、第四二极管D ₄、第一输出电容C _o1和第二输出电容C _o2。

在本发明准Z源LLC谐振变换器中，所有开关管（第一开关管S ₁、第二开关管S ₂、第三开关管S ₃、第四开关管S ₄和第五开关管S ₅）均反并联二极管和缓冲电容；所有二极管均使用N沟道的MOS管，其栅极用来接收外部主控MCU产生的控制信号。

结合附图1可知，直流电源V _g的正极和储能电感L ₁的一端相连，储能电感L ₁的另一端与第一二极管D ₁阳极和第二电容C ₂负极公共端相连，第一二极管D ₁的阴极与电感L_ak和第一励磁电感L _am串联，第一开关管S ₁并联在直流电源V _g负极和储能电感L ₁的另一端之间，第一电容C ₁并联在直流电源V _g负极和第一二极管D ₁阴极之间；第一耦合变压器的原边N _a1与第一励磁电感L _am并联，第一耦合变压器的副边N _a2的同名端与第三电容C ₃的负极连接，第一耦合变压器的副边N _a2的异名端与第二二极管D ₂阳极连接，第三电容C ₃正极、第二二极管D ₂阴极和第三二极管D ₃阳极连接，从而将能量传至负载侧；桥臂开关管单元的输入端（即第二开关管S ₂和第三开关管S ₃的正极）与第二电容C ₂正极和第一耦合变压器原边N _a1的异名端连接，桥臂开关管单元的输出端（左桥臂中点（第二开关管S ₂与第四开关管S ₄中间）和右桥臂中点（第三开关管S ₃与第五开关管S ₅之间））与LLC谐振单元的谐振腔相连，用于控制谐振腔谐振；在LLC谐振单元中，谐振电容C _r、谐振电感L _r、第二励磁电感L _bm串联形成谐振腔；第二耦合变压器的原边N _b1与第二励磁电感L _bm并联，第二耦合变压器的副边N _b2通过桥式整流电路连接负载侧；谐振腔在一定频率下发生谐振，通过第二耦合变压器将能量传输至负载侧；桥式整流电路中第五二极管D ₅阳极和第七二极管D ₇阴极公共端与第二耦合变压器的副边N _b2的异名端连接，第六二极管D ₆阳极和第八二极管D ₈阴极公共端与第二耦合变压器的副边N _b2的同名端连接，第五二极管D ₅阴极和第六二极管D ₆阴极与第四二极管D ₄阳极连接，第七二极管D ₇阳极和第八二极管D ₈阳极与第二输出电容C _o2负极连接，从而将能量传输至负载侧；第三二极管D ₃的阴极与第二输出电容C _o2正极和负载R的公共端相连，第四二极管D ₄的阴极与第一耦合变压器副边N _a2的异名端、第二二极管D ₂阳极、第一输出电容C _o1负极和第二输出电容C ₂正极的公共端相连。

在第一耦合变压器中，第一耦合变压器原边和副边的绕组匝数比为1：n，其中，n可以根据本发明准Z源LLC谐振变换器所需电压增益的大小取值。

本发明变换器能够使第一开关管和桥臂四个开关管工作在零电压开关(ZVS)环境下，使第一、第二、第三二极管工作在零电压零电流开关（ZVZCS）环境下，变换器的工作原理为：

通过储能电感L₁在第一耦合变压器的原边绕组之间产生电流差或电流和，同时储能电感L₁给第二电容C₂提供能量，并为全桥LLC（桥臂开关管单元和LLC谐振单元）提供输入电压，控制桥臂四个开关管在谐振频率附近，使得谐振腔谐振，同时通过对桥臂死区的控制，使得LLC呈感性实现桥臂开关管ZVS导通，通过桥式整流电路整流后将能力输出到负载侧；储能电感L₁也为第一耦合变压器的副边提供能量并对第三电容C₃充电，通过第二二极管D₂和第三二极管D₃整流后将能量输出负载侧；由于第一耦合变压器和LLC谐振单元的能量传递的共同作用，可以有效提高变换器的电压增益。

实施例2：

基于实施例1介绍的准Z源LLC谐振变换器，本实施例介绍一种准Z源LLC谐振变换器的控制方法。

本发明采用单极性的PWM+PFM控制方法，通过控制五个开关管（第一开关管S ₁、第二开关管S ₂、第三开关管S ₃、第四开关管S ₄和第五开关管S ₅）导通的时间和频率，并将频率控制在谐振点附近，来实现谐振腔谐振从而调节电压增益，并且本发明在桥臂开关管加以一定的死区时间，谐振器件谐振使第二至第五开关管上的缓冲电容Cs2、Cs3、Cs4和Cs5 完全充放电，桥臂开关管工作在零电压导通（ZVS）、副边二极管工作在零电流关断（ZCS）环境下，实现软开关效果，其中，副边二极管包括第五二极管D5、第六二极管D6、第七二极管D7和第八二极管D8。在本发明实施例中，5个开关管的控制信号如图2所示，其中，横坐标t为时间，纵坐标V_S1、V_S2、V_S3、V_S4、V_S5分别表示第一至第五开关管的电压。图2的波形图表示每个开关管的高低电平变化情况，高电平对应开关管导通，低电平对应开关管关断，比如，图2在第一开关管S ₁的控制信号上标注了一段第一开关管S ₁导通期间DTs，以及第一开关管S ₁关断期间（1-D）Ts，其中，D为开关占空比，指的是开关导通时间占一个周期的百分比，Ts为整个周期。

本发明准Z源LLC谐振变换器在一个稳态工作周期中，主要存在2种工作模式：直通状态和截止状态。

准Z源LLC谐振变换器处于直通状态时，由于第一开关管S ₁的体二极管D _s1已经导通，这时向第一开关管S ₁的门极G施加导通信号，使第一开关管S ₁零电压（ZVS）导通。在第一开关管S ₁导通条件下还可以分为两种子状态：第一种子状态为第二开关管和第五开关管S ₂/S ₅导通，此时准Z源LLC谐振变换器的导通电路如图3所示，图3中带箭头的虚线为准Z源LLC谐振变换器在直通状态的第一种子状态下的电流走向；第二种子状态为第三开关管和第四开关管S ₃/S ₄导通，此时准Z源LLC谐振变换器的导通电路如图4所示，图4中带箭头的虚线为准Z源LLC谐振变换器在直通状态的第二种子状态下的电流走向。结合图3、4可知，在第一开关管S ₁导通的条件下，第一二极管D ₁、第二二极管D ₂和第四二极管D ₄反向偏置，第三二极管D ₃导通；第一电容C ₁放电，第二电容C ₂充电；此时LLC部分谐振由于第四二极管D ₄反向偏置，无法为第一输出电容C _o1充电；第一耦合电感的励磁电感电流i _Lam一直减小到零，然后反向增大为正；第一耦合电感的第二绕组漏感和第三电容C ₃谐振产生谐振电流i _Lbm，电流i _Co1、i _Lbm流过第三二极管，当谐振电流i _Lbm降为零时，第三二极管D ₃在ZVZCS条件下关断。

准Z源LLC谐振变换器处于截止状态时，第一开关管S ₁关断，第一二极管D ₁、第二二极管D ₂和第四二极管D ₄在ZVZCS条件下开始导通，第三二极管D ₃反向偏置。截止状态下也可以分为两种子状态：第一种子状态为第二开关管和第五开关管S ₂/S ₅导通且第一、第三、第四开关管S ₁/S ₃/S ₄关断，此时准Z源LLC谐振变换器的导通电路如图5所示，图5中带箭头的虚线为准Z源LLC谐振变换器在截止状态的第一种子状态下的电流走向；第二种子状态为第三开关管和第四开关管S ₃/S ₄导通且第一、第二、第五开关管S ₁/S ₂/S ₅关断，此时准Z源LLC谐振变换器的导通电路如图6所示，图6中带箭头的虚线为准Z源LLC谐振变换器在截止状态的第二种子状态下的电流走向。结合图5、6可知，截止状态下，第一电容C ₁充电，第二电容C ₂放电，输入电压V _g、储能电感L ₁和第二电容C ₂为第一励磁电感L _am、第一耦合电感的第二绕组N _a2、谐振腔和负载侧提供能量，储能电感L ₁为第一电容C ₁充电，第一耦合电感的第二绕组N _a2为第三电容C ₃充电，励磁电流i _Lam一直减少直到零，此时第二电容C ₂为第一耦合电感第二绕组N _a2和第三电容C ₃提供能量，第二输出电容C _o2为负载提供能量，与此同时，LLC谐振腔谐振向第二耦合电感的副边提供能量，由整流二极管整流并最终通过第四二极管D ₄向第一输出电容C _o1充电。

设LLC谐振单元中第一谐振频率为ƒ_r1，第二谐振频率ƒ_r2，表达式如下：

其中，L _r 为LLC谐振单元中谐振电感的电感值，C _r为LLC谐振单元中谐振电容的电容值，L _bm为LLC谐振单元中第二励磁电感的电感值。

记ƒ_r1为额定谐振开关频率ƒ_s，通过储能电感L ₁，第一耦合电感第一、二绕组N _a1、N _a2的电感伏秒平衡法则，以及对LLC电路用基波等效法，再通过KVL、KCL定律推导出电压增益。由于公式较为复杂，本发明实施例对部分参数进行化简表达，简化后的参数表示为：

其中，k为励磁电感L _bm的感值与谐振电感L _r感值的比值（也称电感系数），w _s为额定开关角频率，w为工作开关角频率，f为工作开关频率，η为工作开关角频率与额定开关角频率的比值。

本发明引入品质因素Q，Q的计算公式如下：

其中，n为匝比，R为负载的阻抗值。

变换器的输出电压V _o为：

其中，D为第一开关管S ₁的占空比。

本发明变换器的电压增益B为：

本发明采用单极性的PFM+PWM控制方法来控制开关管，既可以避免PWM的高占空比的失控，又可以缓解PFM高频段的限制，通过PFM+PWM的混合控制可以提高LLC在宽范围输入电压条件下的效率。由于本发明变换器增加了开关频率f _sw这一自由度，当匝比为2，占空比为0.3时，开关频率为100Khz时，开关频率与额定频率比值为1.08，增益B可以达到10倍，即输出电压V _o能够达到输入电压V _g的十倍，避免了高电压增益时开关管极限占空比和极限频率的存在，保障了变换器的整体安全性。

本实施例在输出电压480V的情况下进行仿真实验，结果如图7、8所示，图7、8的横坐标为时间，单位为s，图7、8的纵坐标分别为电流I和电压U，单位分别为A和V。

在图7中，前3行分别为第一开关管、第二和第五开关管、第三和第四开关管的驱动信号，其中，V_GS1表示第一开关管S ₁栅极G和源极S之间的电压，V_GS2表示第二开关管S ₂栅极G和源极S之间的电压，V_GS3表示第三开关管S ₃栅极G和源极S之间的电压，V_GS4表示第四开关管S ₄栅极G和源极S之间的电压，V_GS5表示第五开关管S ₅栅极G和源极S之间的电压，第4-第8行分别为第一、第二、第三、第四、第五开关管的电压电流波形，其中，V_S1表示第一开关管的电压，i_S1表示第一开关管的电流，V_S2表示第二开关管的电压，i_S2表示第二开关管的电流，V_S3表示第三开关管的电压，i_S3表示第三开关管的电流，V_S4表示第四开关管的电压，i_S4表示第四开关管的电流，V_S5表示第五开关管的电压，i_S5表示第五开关管的电流。图7中的波形具有周期性特点，本发明以0.335422秒-0.33543秒的时间区间内电压、电流变化情况为例，对仿真实验结果进行分析：第一开关管在完全导通前，时刻大约为0.3354225秒，此时第一开关管门级刚接收到导通信号，其电流i _S1谐振至0，第一开关管实现零电流（ZCS）导通，第二、第五开关管在导通信号到来时，时刻大约为0.335422秒，其电压V _S2、V _S5为零，此时其电流i _S2、i _S5还在谐振，然后缓慢上升，直至正向导通，第二、第五开关管实现零电压（ZVS）导通，同理，第三、第四开关管在导通信号到来时，时刻大约为0.335425秒，其电压V _S3、V _S4为零，此时其电流i _S3、i _S4还在谐振，然后缓慢上升，直至正向导通，因此，第三、第四开关管也实现零电压（ZVS）导通。

图8中的8行分别为第一-第八二极管的电压电流波形，其中，V_D1表示第一二极管的电压，i_D1表示第一二极管的电流，V_D2表示第二二极管的电压，i_D2表示第二二极管的电流，V_D3表示第三二极管的电压，i_D3表示第三二极管的电流，V_D4表示第四二极管的电压，i_D4表示第四二极管的电流，V_D5表示第五二极管的电压，i_D5表示第五二极管的电流，V_D6表示第六二极管的电压，i_D6表示第六二极管的电流，V_D7表示第七二极管的电压，i_D7表示第七二极管的电流，V_D8表示第八二极管的电压，i_D8表示第八二极管的电流。图8中的波形具有周期性特点，本发明以0.335422秒-0.33543秒的时间区间内的电压、电流变化情况为例，对仿真实验结果进行分析：第一和第四二极管在完全关断前，时刻大约为0.335423秒，其电流i _D1、 i _D4下降至零，同时其两端电压V _D1、 i _D4开始谐振，实现零电压关断直至完全关断；第二二极管，在导通前，时刻大约为0.335424秒，其电流i _D2为零，然后电流i _D2缓慢上升直至完全导通，关断时，时刻大约为0.335425秒，其电流i _D2降为零，其电压V _D2由于谐振，缓慢上升，实现零电流导通零电压关断；第五和第八二极管，在导通前，时刻大约为0.335425秒，其电流i _D5、 i _D8为零，然后电流i _D5、 i _D8缓慢上升直至完全导通，关断时，时刻大约为0.335435秒，其电流i _D5、 i _D8降为零，其电压V _D5、 V _D8由于谐振，缓慢上升，实现零电流导通零电压关断；第六和第七二极管，在导通前，时刻大约为0.3354225秒，其电流i _D6、 i _D7为零，然后电流缓慢i _D6、 i _D7上升直至完全导通，关断时，时刻大约为0.335425秒，其电流i _D6、 i _D7降为零，其电压V _D6、 V _D7由于谐振，缓慢上升，实现零电流导通零电压关断；第三二极管完全导通前，时刻大约为0.335425秒，其电流i _D3谐振至0，实现零电流导通。

本发明变换器及其控制方法与现有技术相比，实现了占空比、开关频率和匝比三自由度调节，避免了高压增益极限占空比与极限频率，能够通过直通占空比、开关频率和耦合电感的匝比实现电压增益的任意调节；变换器中所有有源器件都工作在软开关环境下，提高了变换器的效率，与此同时，无源元件相对较少，进一步提高了变换器的效率和功率密度；通过前级后级的隔离，并且LLC桥臂同一侧开关管在异常情况下可同时导通，还能够有效改善电磁干扰，增加了电路工作的安全性和可靠性。

本发明变换器的结构简单，使用方便，设计成本低，电学原理可靠，输出效率高，克服了现有技术中变换器输入电压范围小、电压增益较低的问题。

以上所述仅是本发明的优选实施方式，应当指出，对于本技术领域的普通技术人员来说，在不脱离本发明技术原理的前提下，还可以做出若干改进和变形，这些改进和变形也应视为本发明的保护范围。

Claims (9)

1.一种准Z源LLC谐振变换器，其特征在于，包括直流电源V_g、储能电感L₁、第一开关管S₁、第一二极管D₁、第二电容C₂、第一耦合变压器、桥臂开关管单元、LLC谐振单元、第二耦合变压器；

所述直流电源V_g的正极和储能电感L₁的一端相连，所述第一开关管S₁并联在直流电源V_g的负极和储能电感L₁的另一端之间，所述储能电感的另一端分别与第一二极管D ₁的阳极和第二电容C₂的负极相连，所述第一二极管D₁的阴极与所述第一耦合变压器的原边的同名端相连，所述第一耦合变压器的副边与负载侧相连；

所述第二电容C₂的正极分别与所述第一耦合变压器的原边的异名端和所述桥臂开关管单元的输入端相连，所述桥臂开关管单元的输出端与所述LLC谐振单元的谐振腔相连，所述第二耦合变压器的原边并联在所述谐振腔的一侧，所述第二耦合变压器的副边与负载侧相连。

2.根据权利要求1所述的准Z源LLC谐振变换器，其特征在于，还包括第三电容C₃和第二二极管D₂，所述第一耦合变压器的副边的同名端与所述第三电容C₃的负极连接，所述第一耦合变压器的副边的异名端与第二二极管D₂的阳极连接，所述第三电容C₃的正极与所述第二二极管D₂的阴极连接。

3.根据权利要求1所述的准Z源LLC谐振变换器，其特征在于，所述变换器还包括第一电容，所述第一电容并联在直流电源的负极和第一二极管的阴极之间。

4.根据权利要求2所述的准Z源LLC谐振变换器，其特征在于，所述第一耦合变压器的原边与副边的绕组匝数比为1：n，其中，n根据变换器的电压增益取值。

5.根据权利要求1所述的准Z源LLC谐振变换器，其特征在于，所述桥臂开关管单元包括4个开关管，第一开关管和桥臂开关管单元中的4个开关管均反并联二极管和缓冲电容。

6.根据权利要求1所述的准Z源LLC谐振变换器，其特征在于，所述LLC谐振单元包括谐振电容、谐振电感和第二励磁电感，所述谐振电容、谐振电感和第二励磁电感串联形成谐振腔；所述第二励磁电感与所述第二耦合变压器的原边并联。

7.根据权利要求1所述的准Z源LLC谐振变换器，其特征在于，还包括桥式整流电路，所述第二耦合变压器的副边连接所述桥式整流电路的输入端，所述桥式整流电路的输出端连接所述负载侧。

8.根据权利要求5所述的准Z源LLC谐振变换器，其特征在于，第一开关管S₁和桥臂开关管单元中的4个开关管均采用N沟道的MOS管，每个开关管的栅极用来接收外部主控MCU产生的控制信号。

9.一种准Z源LLC谐振变换器的控制方法，其特征在于，所述控制方法用于控制如权利要求7所述的准Z源LLC谐振变换器，包括如下步骤：

通过单极性的PWM+PFM控制方法，控制第一开关管和桥臂开关管单元中4个开关管的导通时间和频率，将频率控制在谐振点附近；

根据预先设置的桥臂开关管单元的死区时间，通过LLC谐振单元谐振，使桥臂开关管单元中4个开关管上的缓冲电容完全充放电，令桥臂开关管单元中4个开关管工作在零电压导通，令桥式整流电路中的第五二极管、第六二极管、第七二极管和第八二极管工作在零电流关断。