CN116418238B - 一种三开关半桥宽范围llc谐振变换器及使用方法 - Google Patents
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Abstract
一种三开关半桥宽范围LLC谐振变换器及使用方法，涉及电子电路领域，包括连接在一起的谐振腔和变压器T，所述谐振腔的输入端和变压器的输出端分别连接一次侧三开关半桥逆变电路和二次侧全桥整流电路；本发明相较于传统半桥LLC谐振变换器，提升了一倍的电压增益，在应用中减小了开关管关断损耗及线路环流损坏；能够在宽范围的输出电压下保证更高的效率。相较于目前已有的宽范围LLC谐振变换器拓扑，本发明所提的变换器只有一个变压器及三个开关管，在硬件成本及功率密度上具有优势。
Description
技术领域
本发明涉及电子电路技术领域，特别是一种三开关半桥宽范围LLC谐振变换器及使用方法。
背景技术
传统化石能源发电存在碳排放多及污染严重等劣势，近年来化石能源在我国的能源结构中比重逐渐减少，风电、光伏等可再生能源的比重不断增加，分布式发电系统不断发展。在新能源发电技术中，受到光照、风力及室温等因素的影响，新能源输出电压具有宽范围的波动，因此在并网中需要连接宽范围变换器。新能源汽车市场占有率不断提高的同时，由于蓄电池自身充电特性及不同厂家的生产标准，在电动汽车充电桩中同样需要宽范围变换器。
DC-DC变换器可分为隔离与非隔离型，隔离型变换器具有电气隔离、安全性能高等优势，在新能源发电中得到了广泛的应用。LLC谐振变换器作为一种隔离型DC-DC变换器，因具有自然软开关特性，符合电力电子变换器高效、高功率密度及低电磁干扰的发展趋势得到了广泛应用。但在宽范围的应用场景中，传统的LLC变换器为了增加变换器增益范围，会扩宽变换器的工作频率，不利于磁性元件的设计；或者通过减小谐振腔中变压器励磁电感Lm的方法增加变换器的增益范围，这会使得谐振腔中电流峰值增大，带来更多的线路损耗及开关管的关断损坏，影响变换器的效率。因此为了改善传统LLC谐振变换器在宽范围应用中的性能，需要从LLC变换器新拓扑方面进行研究。
发明内容
针对上述问题，本发明提供一种三开关半桥宽范围LLC谐振变换器及使用方法，在具有传统半桥LLC谐振变换器高效、高功率密度等优势的情况下，扩宽了变换器电压增益范围，改善了在宽范围应用场景下的性能，可实现三种不同的工作模式。
本发明采用下述的技术方案：
一种三开关半桥宽范围LLC谐振变换器，包括连接在一起的谐振腔和变压器T，所述谐振腔的输入端和变压器的输出端分别连接一次侧三开关半桥逆变电路和二次侧全桥整流电路；
所述一次侧三开关半桥逆变电路包括输入电感L 1，输入电容C 1，以及串联的开关管S1、开关管S2、开关管S3，所述开关管S1、开关管S2之间通过输入电感L 1连接输入电源V in，开关管S1的漏极与开关管S3的源极分别连接输入电容C 1两端，开关管S2、开关管S3之间连接谐振腔。
优选的，所述谐振腔包括谐振电感L r、谐振电容C r，变压器T包括励磁电感L m，所述励磁电感L m的一端通过谐振电感L r连接开关管S3的源极，另一端通过谐振电容C r连接在开关管S1、开关管S2之间。
优选的，所述二次侧全桥整流电路包括由二极管D1，二极管D2、二极管D3和二极管D4构成的整流桥，以及与整流桥输出端连接的输出电容C o、输出负载R o。
一种三开关半桥宽范围LLC谐振变换器的使用方法，包括以下工作模式：
1）、工作于低增益模式：所述开关管S1恒导通，开关管S2与开关管S3以0.5的占空比互补导通，变换器此时等同于传统半桥LLC谐振变换器；在低增益模式下，变换器通过调节开关频率进而调节变换器增益；
2）、工作于中增益模式：所述开关管S3以0.5占空比导通，开关管S1与开关管S2在互补的另外0.5占空比中导通；此外，开关管S1在S3导通周期引入额外导通占空比D，开关管S2在开关管S3导通周期引入额外占空比1-D；在中等增益模式下，变换器开关频率恒定，通过调节占空比D进而调节变换器增益。
3）、工作于高增益模式：所述开关管S2恒导通，开关管S1与开关管S3以0.5的占空比互补导通，变换器等同于boost变换器与半桥LLC级联变换器；在高增益模式下，变换器通过调节开关频率进而调节变换器增益。
优选的，所述电容C1的电压满足表达式：
式中V 1为输入电容C 1的电压，V；V in为输入电压，V；D为开关管S1的额外占空比，无量纲。
优选的，在高增益模式下，所述输入电感L 1需满足以下表达式：
P为变换器功率，W；I AV为输入平均电流，A；f s为开关频率Hz。
优选的，在中增益模式下，所述输入电感L 1需满足以下表达式：
P为变换器功率，W；I AV为输入平均电流，A；D为开关管S1的额外占空比，无量纲。
有益效果
1、本发明相较于传统半桥LLC谐振变换器，提升了一倍的电压增益，在应用中减小了开关管关断损耗及线路环流损坏；能够在宽范围的输出电压下保证更高的效率。相较于目前已有的宽范围LLC谐振变换器拓扑，本发明所提的变换器只有一个变压器及三个开关管，在硬件成本及功率密度上具有优势；
2、本发明采用变频与变占空比混合控制，在高增益及低增益模式下占空比固定，在中增益模式下开关频率固定，每种模式均只有一个控制量，变换器控制简单易于实现。
3、本发明相较于部分宽范围LLC谐振变换器，本发明所提的变换器能够实现所以开关管全范围实现ZVS导通，减小了开关管导通损耗。
附图说明
为了更清楚地说明本发明实施例或现有技术中的技术方案，下面将对实施例或现有技术描述中所需要使用的附图作简单地介绍，显而易见地，下面描述中的附图仅仅是本发明的一些实施例，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动的前提下，还可以根据这些附图获得其他的附图。
图1为本发明实施例的拓扑图；
图2为本发明的变换器驱动信号图；
图3为本发明低增益模式等效拓扑图；
图4为本发明高增益模式等效拓扑图；
图5为本发明全范围的增益曲线图；
图6为本发明的中增益工作模态图，其中：
（a）、为[t0-t1]时段的运行模态图；
（b）、为[t1-t2]时段的运行模态图；
（c）、为[t2-t3]时段的运行模态图；
（d）、为[t3-t4]时段的运行模态图；
（e）、为[t4-t5]时段的运行模态图；
（f）、为[t5-t6]时段的运行模态图；
图7为本发明输入160V电压下稳态仿真波形图，其中：
（a）为开关管S1、S3的驱动波形图；
（b）、为三开关半桥谐振腔端口电压波形图；
（c）、为输入电感L1的电流波形图；
（d）、为谐振电流iLr及励磁电感电流iLm的波形图；
图8为本发明输入300V电压下稳态仿真波形图，其中：
（a）、为开关管S1、S2的驱动波形图；
（b）、为三开关半桥谐振腔端口电压波形图；
（c）、为输入电感L1的电流波形图；
（d）、为谐振电流iLr及励磁电感电流iLm的波形图；
图9为本发明输入440V电压下稳态仿真波形图，其中：
（a）、为开关管S2、S3的驱动波形图；
（b）、为三开关半桥谐振腔端口电压波形图；
（c）、为输入电感L1的电流波形图；
（d）、为谐振电流iLr及励磁电感电流iLm的波形图。
具体实施方式
下面详细描述本发明的实施例，所述实施例的示例在附图中示出，其中自始至终相同或类似的标号表示相同或类似的元件或具有相同或类似功能的元件。下面通过参考附图描述的实施例是示例性的，旨在用于解释本发明，而不能理解为对本发明的限制。
如图1所示，
一种三开关半桥宽范围LLC谐振变换器，包括连接在一起的谐振腔和变压器T，所述谐振腔的输入端和变压器的输出端分别连接一次侧三开关半桥逆变电路和副边的二次侧全桥整流电路；
所述一次侧三开关半桥逆变电路包括输入电感L 1，输入电容C 1，以及串联的开关管S1、开关管S2、开关管S3，即，开关管S1的源极连接开关管S2的漏极，开关管S2的源极连接开关管S3的漏极，所述开关管S1、开关管S2之间通过输入电感L 1连接输入电源V in的正极，电源V in的负极与输入电容C 1的负极相连，开关管S1的漏极与开关管S3的源极分别连接输入电容C 1两端，开关管S2、开关管S3之间连接谐振腔。此设计主要利用伏秒平衡原理，通过调节额外占空比D可以调节输入电压V in与输入电容C 1电压的关系。
所述谐振腔包括谐振电感L r、谐振电容C r，变压器T包括励磁电感L m，所述励磁电感L m的一端通过谐振电感L r连接开关管S3的源极，另一端通过谐振电容C r连接在开关管S1、开关管S2之间。
所述副边的二次侧全桥整流电路包括由二极管D1，二极管D2、二极管D3和二极管D4构成的整流桥，以及与整流桥输出端连接的输出电容C o、输出负载R o。
如图2所示，为本发明的各开关管的驱动波形图，当额外占空比D等于0.3时，所述开关管S3的驱动波形为0.5占空比的方波，在开关管S3关断的另一半周期里，开关管S1与开关管S2开关管导通，此外开关管S1额外占空比D，开关管S2额外占空比0.5-D；
输入电容电压V 1的表达式为：
式中V 1为输入电容C 1的电压，V；V in为输入电压，V；D为开关管S1的额外占空比，无量纲；
其中，变换器的谐振频率f r为：
式中，L r为谐振电感，H；C r为谐振电容，F。
对变换器开关频率f s进行归一化处理，变换器增益表达式为：
式中，D为变换器额外占空比，无量纲；k为励磁电感L m与谐振电感L r的比值，无量纲；f为归一化后的开关频率，无量纲；Q为变换器品质因素，无量纲。
如图3所示，
为实现宽范围，可通过改变开关频率与调额外节占空比D，本发明具有三种工作模式，额外占空比D=0.5时，本发明工作于低增益模式，此时开关管S1恒导通，开关管S2与开关管S3以0.5的占空比互补导通；在该模式下，本发明的额外占空比D恒等于0.5，通过改变变换器开关频率f s以实现改变增益，增益表达式为：
额外占空比D在0至0.5之间时，本发明工作于中增益模式，此时，所述开关管S3的驱动波形为0.5占空比的方波，开关管S1驱动波形占空比为0.5+D，开关管S2驱动波形占空比为1-D，在该模式下，本发明开关频率f s工作在谐振频率，归一化后f恒等于1，通过改变变换器额外占空比D以实现改变增益，增益表达式为：
如图4所示，
额外占空比D=0时，本发明工作于高增益模式，此时，所述开关管S2恒导通，开关管S1与开关管S3以0.5的占空比互补导通；在该模式下，变换器的额外占空比D恒等于0，通过改变本发明的开关频率f s以实现改变增益，增益表达式为：
如图5所示为本发明三种模式下的增益曲线图，在宽范围的应用中，本发明通过切换三种增益模式，从而保证本发明具有连续的增益以及较宽的增益范围。
为方便理解，需对变换器周期性的运行模态进行分析，其中高增益及低增益模式可看作中增益的特殊模式，因此仅对中增益下变换器运行的6种模态进行分析，如图6所示。
如图6(a)所示，运行模态[t 0-t 1]:在t 0时刻时，开关管S2开始导通，但由于此时谐振电感电流i Lr未超过0，i Lr通过开关管S2的寄生二极管续流，因此开关管S2的电压可近似为0，其在t 0时刻实现ZVS导通。在该时刻开始，流经L r的电流开始以正弦规律递增，流经L m的电流可认为直线增大，此时副边的二次侧全桥整流电路进行不控整流。谐振电流通过开关管S2进行续流直到t 1时刻，流经L r的电流等于流经L m的电流。i L1在t 1时刻之前超过0点，其电流方向开始反向，此模态结束。
如图6(b)所示，运行模态[t 1-t 2]:在t 1时刻，开关管S1关断，由于工作于准谐振状态，此时i Lr等于i Lm，高频变压器无电流，副边的二次侧全桥整流电路电流也在此刻变为零，副边的二次侧全桥整流电路的续流二极管（二极管D1，二极管D2、二极管D3和二极管D4）因电流为零而自然关断，实现了二次侧全桥整流电路的ZCS关断。在开关管S1关断之后，进入死区时间。在此模态开始时，谐振电感L r及励磁电感L m的电流依旧保持原来的流向，于是开关管S 1的寄生电容开始充电，开关管S 3的寄生电容开始放电，直到开关管S 1的漏源极电压从0变为V 1，开关管S3的漏源极电压从V1变为0，为下一阶段的ZVS开通做出了准备，此模态结束。在此模态中需要注意在设计时，需要合理设计死区时间，使得在死区时间内，寄生电容能够完成充放电，以保证能够实现ZVS。
如图6(c)所示，运行模态[t 2-t 3]:在t 2时刻，已经完成寄生电容充放电，由于i Lr的流通方向，流经谐振单元的电流需要通过开关管S3的寄生二极管进行续流，因为开关管S3并联的寄生电容在此刻已经放电完成，其电压近似0，实现了开关管S3的ZVS导通。副边的二次侧全桥整流电路电流进行不控整流输出，在该时段，输入电压给L 1进行充电，i L1线性上升。
如图6(d)所示，运行模态[t 3-t 4]:在t 3时刻，谐振腔依旧在工作于负半周期，开关管S2关断，进入死区时间，在该段时间内，i L1完成开关管S1及开关管S2的寄生电容充放电，随后用过开关管S1的寄生二极管进行流通，在t 4时刻前，开关管S1的漏源极电压近似0。
如图6(e)所示，运行模态[t 4-t 5]:在t 4时刻，谐振腔依旧在工作于负半周期，开关管S1实现ZVS，在该段时间内，输入电压V in通过电感L 1给电容C 1进行充电，i L1在该段时间线性下降。
如图6(f)所示，运行模态[t 5-t 6]:在t 5时刻，开关管S3关断，在该段时间内，谐振电感电流i Lm完成对开关管S2、开关管S3的寄生电容充放电，使得电流从开关管S2的寄生二极管流过，使得开关管S2的漏源极电压近似于0，为其下一时刻的ZVS创造条件；同时，由于此时i Lr等于i Lm，高频变压器无电流，副边二次侧全桥整流电路电流也在此刻变为零，二次侧全桥整流电路的续流二极管因电流为零而自然关断，实现了副边的二次侧全桥整流电路的ZCS关断。
在本实施例中，本发明具体参数如表1所示：
表1 主电路设计参数
根据表中参数，输出额定110V条件下,在simulink软件平台进行仿真。
当输入电压为160V时，变换器等效增益为2.81。变换器稳态仿真波形如图7所示，此时变换器处于高增益模式，如图7(a)所示，S1及S3开关管以50%的驱动互补导通，额外占空比D为0，S2此时为恒导通。如图7(b)所示，V ab为三开关半桥谐振腔端口电压，电压大小为两倍的输入电压。如图7(c)所示，i L1为输入电感电流，电流在S3导通周期内线性上升，在S1导通周期内线性下降。如图7(d)所示，i Lr为谐振电感电流，i Lm为励磁电感电流，此时工作于欠谐振状态。
当输入电压为300V时，变换器等效增益为1.5。变换器稳态仿真波形如图8所示，此时变换器处于中等增益模式，如图8(a)所示，S1及S2开关管的驱动波形与额外占空比相关，额外占空比D为0.15，S3的驱动波形为50%的方波。如图8(b)所示，V ab为三开关半桥端口电压，电压大小符合输入电容电压V 1的表达式。如图8(c)所示，i L1为输入电感电流，电流在S2及S3开关管均导通时线性上升，在S1开关管导通时线性下降。如图8(d)所示，i Lr为谐振电感电流，i Lm为励磁电感电流，此时工作于准谐振状态。
当输入电压为440V时，变换器等效增益为1.02。变换器稳态仿真波形如图9所示，此时变换器处于低增益模式，如图9(a)所示，S2及S3开关管以50%的驱动互补导通，额外占空比D为0.5，S2开关管此时为恒导通。如图9(b)所示，V ab为三开关半桥端口电压，电压大小等于输入电压。如图9(c)所示，i L1为输入电感电流，此时电流为恒定值。如图9(d)所示，i Lr为谐振电感电流，i Lm为励磁电感电流，此时工作于过谐振状态。
根据稳态仿真波形可以看出，变换器在宽输入电压范围下均能保持额定的输出电压，该变换器拥有3倍的等效增益范围。
以上所述，仅是本发明的较佳实施例而已，并非对本发明作任何形式上的限制，虽然本发明已以较佳实施例揭露如上，然而并非用以限定本发明，任何熟悉本专业的技术人员，在不脱离本发明技术方案范围内，当可利用上述揭示的技术内容作出些许更动或修饰为等同变化的等效实施例，但凡是未脱离本发明技术方案的内容，依据本发明的技术实质对以上实施例所做的任何简单修改、等同变化与修饰，均仍属于本发明技术方案的范围内。
Claims (7)
1.一种三开关半桥宽范围LLC谐振变换器，其特征在于，包括连接在一起的谐振腔和变压器T，所述谐振腔的输入端和变压器的输出端分别连接一次侧三开关半桥逆变电路和二次侧全桥整流电路；
所述一次侧三开关半桥逆变电路包括输入电感L 1，输入电容C 1，以及串联的开关管S1、开关管S2、开关管S3，所述开关管S1、开关管S2之间通过输入电感L 1连接输入电源V in，开关管S1的漏极与开关管S3的源极分别连接输入电容C 1两端，开关管S2、开关管S3之间连接谐振腔。
2.根据权利要求1所述的一种三开关半桥宽范围LLC谐振变换器，其特征在于，所述谐振腔包括谐振电感L r、谐振电容C r，变压器T包括励磁电感L m，所述励磁电感L m的一端通过谐振电感L r连接开关管S3的源极，另一端通过谐振电容C r连接在开关管S1、开关管S2之间。
3.根据权利要求1所述的一种三开关半桥宽范围LLC谐振变换器，其特征在于，所述二次侧全桥整流电路包括由二极管D1，二极管D2、二极管D3和二极管D4构成的整流桥，以及与整流桥输出端连接的输出电容C o、输出负载R o。
4.一种三开关半桥宽范围LLC谐振变换器的使用方法，应用于权利要求1-3任意一项所述的一种三开关半桥宽范围LLC谐振变换器，其特征在于，包括以下工作模式：
1）、工作于低增益模式：所述开关管S1恒导通，开关管S2与开关管S3以0.5的占空比互补导通，变换器此时等同于传统半桥LLC谐振变换器；在低增益模式下，变换器通过调节开关频率进而调节变换器增益；
2）、工作于中增益模式：所述开关管S3以0.5占空比导通，开关管S1与开关管S2在互补的另外0.5占空比中导通；此外，开关管S1在S3导通周期引入额外导通占空比D，开关管S2在开关管S3导通周期引入额外占空比1-D；在中等增益模式下，变换器开关频率恒定，通过调节占空比D进而调节变换器增益；
3）、工作于高增益模式：所述开关管S2恒导通，开关管S1与开关管S3以0.5的占空比互补导通，变换器等同于boost变换器与半桥LLC级联变换器；在高增益模式下，变换器通过调节开关频率进而调节变换器增益。
5.根据权利要求4所述的一种三开关半桥宽范围LLC谐振变换器的使用方法，其特征在于，所述电容C 1的电压满足表达式：
式中V 1为输入电容C 1的电压，V；V in为输入电压，V；D为开关管S1的额外占空比，无量纲。
6.根据权利要求4所述的一种三开关半桥宽范围LLC谐振变换器的使用方法，其特征在于，在高增益模式下，所述输入电感L 1需满足以下表达式：
P为变换器功率，W；I AV为输入平均电流，A；f s为开关频率Hz。
7.根据权利要求4所述的一种三开关半桥宽范围LLC谐振变换器的使用方法，其特征在于，在中增益模式下，所述输入电感L 1需满足以下表达式：
P为变换器功率，W；I AV为输入平均电流，A；D为开关管S1的额外占空比，无量纲。
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