CN111049369A - 一种用于分布式电源系统中谐振变换器的混合控制方法 - Google Patents

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Abstract

本发明提供一种用于分布式电源系统中谐振变换器的混合控制方法，所述分布式电源系统采用两极拓扑结构，前级为升压功率因数校正级，后级为直流—直流变换级，两级中间连接一个连接电容，所述直流—直流变换级采用全桥LLC谐振变换器；其特征在于：在正常模式下，所述全桥LLC谐振变换器工作于半桥谐振变换器状态，谐振变换器的工作频率等于谐振频率，所述谐振变换器工作在谐振频率点，谐振变换器的效率最大；当交流输入电压丢失，全桥LLC谐振变换器处于保持模式，全桥LLC谐振变换器采用基于脉冲宽度调制和脉冲频率调制的混合控制，实现高电压增益调节，扩宽谐振变换器的输入电压工作范围，负载输出电压不变。

Description

一种用于分布式电源系统中谐振变换器的混合控制方法
技术领域
本发明涉及一种谐振变换器的混合控制方法，尤其是应用于分布式电源系统(DPS)的谐振变换器，属于电力电子变换器技术领域。
背景技术
常用分布式电源系统(DPS)前级为升压功率因数校正级(PFC)，使功率因数为1，并降低电流谐波失真，同时将输入交流电压转换为直流电压，作为后级电路的输入电压。后级为直流—直流变换级(DC—DC)，精准调节输出电压，以恒定电压给负载设备供电，两级中间连接一个中间连接电容(Clink)。
分布式电源系统(DPS)一个关键特性是保持时间需求，当升压功率因数校正级(PFC)交流输入端的输入电压丢失后，直流—直流变换级(DC—DC)需要在几十毫秒内精准维持输出电压稳定(电压变化范围小于2％)，以便负载设备及时保存数据，保证系统的稳定性。此阶段直流—直流变换级(DC—DC)的输出电能由中间连接电容(Clink)不断放电提供，中间连接电容(Clink)电压迅速下降，因此后级直流—直流变换级(DC—DC)的输入端工作在宽电压范围，并调节输出电压稳定在额定值。
谐振电路结构简单，调压性能好，原边零电压导通(ZVS)，副边零电流关断(ZCS)，具有高效高功率密度特性，广泛应用于分布式电源系统(DPS)的后级直流—直流变换级(DC—DC)。但是，当谐振变换器的输入端工作在宽电压范围时，需要调节开关频率远离谐振点，这导致谐振变换器的性能和效率降低。目前的相关研究添加辅助开关功率器件或改变谐振变换器的控制方式，使谐振变换器满足保持时间特性需求，这些方法增加了设计成本费用和控制的复杂性。
发明内容
本发明的目的在于克服现有技术的不足，提出一种应用于分布式电源系统(DPS)谐振变换器的混合控制方法，谐振变换器输入端在较宽电压范围内维持输出电压的稳定，降低损耗，提升效率，优化中间连接电容(Clink)，降低成本费用，提高功率密度。
本发明技术方案提供一种用于分布式电源系统中谐振变换器的混合控制方法，所述分布式电源系统采用两极拓扑结构，前级为升压功率因数校正级，后级为直流—直流变换级，两级中间连接一个连接电容Clink，所述直流—直流变换级采用全桥LLC谐振变换器；在正常模式下，所述全桥LLC谐振变换器工作于半桥谐振变换器状态，谐振变换器的工作频率等于谐振频率，所述谐振变换器工作在谐振频率点，谐振变换器的效率最大；当交流输入电压丢失，全桥LLC谐振变换器处于保持模式，全桥LLC谐振变换器采用基于脉冲宽度调制和脉冲频率调制的混合控制，实现高电压增益调节，扩宽谐振变换器的输入电压工作范围，负载输出电压不变。
而且，全桥LLC谐振变换器由直流输入源Vin、原边全桥逆变方波模块Ⅰ、原边谐振网络模块Ⅱ、变压器Ⅲ、副边全桥整流模块Ⅳ和输出滤波模块构成，所述原边全桥逆变方波模块Ⅰ由原边第一开关管S1、原边第二开关管S2、原边第三开关管S3和原边第四开关管S4组成，原边谐振网络模块Ⅱ由谐振电容Cr、谐振电感Lr、励磁电感Lm组成；
基于脉冲宽度调制和脉冲频率调制的混合控制实现方式如下，
当分布式电源系统工作在正常模式下，全桥LLC谐振变换器的直流输入源Vin为额定电压值，原边第一开关管S1处于关断状态，原边第三开关管S3处于闭合状态，原边第二开关管S2、原边第四开关管S4以50％的占空比互补导通，全桥LLC谐振变换器工作在半桥状态，第二开关管S2、第四开关管S4的开关频率等于谐振电容Cr与谐振电感Lr的串联谐振频率；
当分布式电源系统DPS工作在保持模式下，交流输入电压丢失，中间连接电容Clink放电，所述全桥LLC谐振变换器的输入端工作在宽电压范围；
当所述全桥LLC谐振变换器的直流输入源Vin电压低于额定值，但大于额定电压的1/2时，所述原边第一开关管S1、原边第三开关管S3采用脉冲宽度调制PWM控制，原边第一开关管S1、原边第三开关管S3占空比互补，原边第二开关管S2、原边第四开关管S4以50％的占空比互补导通，第二开关管S2、第四开关管S4的开关频率等于谐振电容Cr与谐振电感Lr的串联谐振频率；
当所述全桥LLC谐振变换器的直流输入源Vin电压等于额定电压的1/2时，所述原边第一开关管S1、原边第三开关管S3以50％的占空比互补导通，原边第二开关管S2、原边第四开关管S4以50％的占空比互补导通，所述全桥LLC谐振变换器工作在全桥状态，原边第一开关管S1、原边第二开关管S2、原边第三开关管S3、原边第四开关管S4的开关频率均等于谐振电容Cr与谐振电感Lr的串联谐振频率；
当所述全桥LLC谐振变换器的直流输入源Vin电压小于额定输入电压的1/2时，原边第一开关管S1、原边第二开关管S2、原边第三开关管S3、原边第四开关管S4采用脉冲频率调制PFM控制，原边第一开关管S1、原边第三开关管S3以50％的占空比互补导通，原边第二开关管S2、原边第四开关管S4以50％的占空比互补导通，所述全桥LLC谐振变换器工作在全桥状态，原边第一开关管S1、原边第二开关管S2、原边第三开关管S3、原边第四开关管S4的开关频率均小于谐振电容Cr与谐振电感Lr的串联谐振频率。
而且，根据在基于脉冲宽度调制控制阶段谐振变换器的电压增益独立于励磁电感与谐振电感的比值，优化设置励磁电感。
而且，在基于脉冲宽度调制和脉冲频率调制的混合控制实现基础上，优化中间连接电容，减小连接电容的尺寸。
本发明技术与既有技术方案的本质区别在于，所述全桥LLC谐振变换器特别的应用于分布式电源系统DPS，本发明提出的一种全桥LLC谐振变换器的混合控制方法，原边侧开关管结合定频脉冲宽度调制(PWM)控制和脉冲频率调制(PFM)控制，谐振变换器的输入端在宽电压工作时，原边侧开关管在窄频率范围实现宽电压增益调节、高效率。
与现有技术相比，本发明具有如下有益效果：
1.由于本发明所提出的混合控制方法的开关工作频率窄，本发明中的励磁电感相应可设置较大，减小开关管导通损耗和关断损耗；
2.本发明中的谐振变换器工作在定频和窄频率范围，减小导通损耗；
3.本发明所述全桥LLC谐振变换器电压增益范围宽，电压可调性好；
4.本发明全桥LLC谐振变换器在正常工作模式下工作在最佳工作点，效率最高；
5.本发明谐振变换器的输入电压范围宽，因此可以优化中间连接电容(Clink)，减小电容尺寸，提高功率密度，降低设计成本费用。
附图说明
图1是本发明实施例所述分布式电源系统(DPS)结构图；
图2是本发明实施例所述分布式电源系统(DPS)工作模式图；
图3是本发明实施例所述全桥LLC谐振变换器结构图；
图4是本发明实施例所述全桥LLC谐振变换器的混合控制框图；
图5是本发明实施例所述全桥LLC谐振变换器的混合控制实施示例图。
具体实施方式
下面结合附图和实施例对本发明的技术方案进行描述，以便本领域的技术人员更好地理解该发明。
如图1所示，实施例中分布式电源系统DPS采用常用的两级拓扑结构，前级为升压功率因数校正级PFC，后级为直流—直流变换级DC—DC，两级中间连接一个连接电容Clink。升压功率因数校正级PFC进行功率因数校正，使总的电流谐波失真满足负载设备的要求，同时将输入交流电压转换为直流电压，作为后级电路的输入电压。后级直流—直流变换级DC—DC精准调节输出电压，给负载设备提供电能，实施例中的直流—直流变换级DC—DC为全桥LLC谐振变换器。所述全桥LLC谐振变换器带有全桥整流电路。
具体地，功率因数校正级PFC的输入端接入交流电压，输出端接在中间连接电容Clink两侧，其输出电压作为全桥LLC谐振变换器的输入电压。全桥LLC谐振变换器输入端接在中间连接电容Clink两侧，输出端连接负载设备，给负载设备供电。
如图2所示，分布式电源系统DPS的工作模式图，整体分为两个工作模式，正常工作模式和保持工作模式。在正常工作模式时，升压功率因数校正级PFC的输入端接入交流电压，将交流电压转换为直流电压，作为后级谐振变换器的输入电压，所述全桥LLC谐振变换器恒定输出电压，给负载设备供电。在保持工作模式时，功率因数校正级PFC的输入端交流电压丢失，后级谐振变换器的输出电能通过中间连接电容Clink放电提供能量，随着中间连接电容Clink放电，在几十毫秒内，中间连接电容Clink电压迅速下降，谐振变换器的输入端工作在宽电压范围，通过本发明提出的混合控制方法，谐振变换器的输出电压不变，负载设备在交流丢失后迅速保存数据，保证系统的稳定性。
如图3所示为本发明实施例所述全桥LLC谐振变换器，所述全桥LLC谐振变换器由直流输入源Vin、原边全桥逆变方波模块Ⅰ、原边谐振网络模块Ⅱ、变压器Ⅲ、副边全桥整流模块Ⅳ、输出滤波模块构成，输出滤波模块包括输出滤波电容Co和输出电阻负载Ro。谐振输入电压依次通过原边全桥逆变方波模块Ⅰ、原边谐振网络模块Ⅱ、变压器Ⅲ，并经过副边全桥整流模块Ⅳ，输出滤波模块，输出得到稳定的直流电压。
其中原边全桥逆变方波模块Ⅰ由原边第一开关管S1、原边第二开关管S2、原边第三开关管S3、原边第四开关管S4组成；原边第一开关管S1的漏极，原边二开关管S2的漏极连接至直流输入源Vin的正极，所述原边第一开关管S1的源极、原边第二开关管S2的源极分别接至原边第三开关管S3的漏极和原边第四开关管S4的漏极，所述原边第二开关管S2的源极构成原边全桥逆变方波模块Ⅰ的第一输出端A，所述原边第一开关管S1的源极构成原边全桥逆变方波模块Ⅰ的第二输出端B，原边第三开关管S3、原边第四开关管S4的源极接入直流输入源Vin的负极。
原边谐振网络模块Ⅱ由谐振电容Cr、谐振电感Lr、励磁电感Lm组成；谐振电容Cr的一端连接至原边全桥逆变方波模块Ⅰ的第一输出端A，谐振电容Cr另一端连接谐振电感Lr的一端，谐振电感Lr的另一端连接变压器原边绕组的同名端和励磁电感Lm的一端，励磁电感Lr的另一端连接到原边全桥逆变方波模块Ⅰ的第二输出端B和变压器原边绕组的非同名端。
变压器Ⅲ原边侧与副边侧变比为Np:Ns＝n:1；变压器通常标记为T；
其中，
Figure BDA0002336031390000051
Vin为直流输入源电压，Vo为电阻负载Ro的输出电压。
副边全桥整流模块Ⅳ由副边第一整流二极管D1、副边第二整流二极管D2、副边第三整流二极管D3、副边第四整流二极管D4组成；副边第一整流二极管D1的阳极，副边第三整流二极管D3的阴极均接入变压器副边绕组的同名端，副边第二整流二极管D2的阳极，副边第四整流二极管D4的阴极均接入变压器副边绕组的非同名端，副边第一整流二极管D1的阴极和副边第二整流二极管D2的阴极相连，副边第三整流二极管D3阳极和副边第四整流二极管D4的阳极相连。
所述滤波模块包括输出滤波电容Co和输出电阻负载Ro。输出电容Co的一端接至第一整流二极管D1的阴极和第二整流二极管D2的阴极，输出电容Co的另一端接至第三整流二极管D3的阳极和第四整流二极管D4的阳极。输出电阻负载Ro的两端分别与输出电容Co的两端连接。
整体来看，所述全桥LLC谐振变换的原边全桥逆变方波模块中，原边第一开关管S1漏极连于原边第二开关管S2的漏极和直流输入源Vin的正端，原边第一开关管S1的源极连接于原边第三开关管S3的漏极和励磁电感Lm的一端(B点)，原边第三开关管S3的源极连于直流输入源Vin的负端和原边第四开关管S4的源极，原边第二开关管S2的源极接于谐振电容Cr的一端(A点)和原边第四开关管S4的漏极，谐振电容Cr的另一端连于谐振电感Lr的一端，谐振电感Lr的另一端连于励磁电感Lm的另一端和变压器Ⅲ的原边绕组NP的同名端，变压器Ⅲ原边绕组NP的非同名端连接于励磁电感Lm的一端(B点)；所述变压器Ⅲ副边绕组的同名端连于副边第一整流二极管D1的阳极和副边第三整流二极管D3的阴极，所述变压器Ⅲ副边绕组NS的非同名端连于副边第二整流二极管D2的阳极和副边第四整流二极管D4的阴极，副边第一整流二极管D1的阳极连于副边第三整流二极管D3的阴极和变压器Ⅲ副边绕组NS的同名端，副边第一整流二极管D1的阴极连于副边第二整流二极管D2的阴极、输出滤波电容Co和输出阻性负载Ro的一端；副边第二整流二极管D2的阴极连于副边第四整流二极管D4的阴极和变压器Ⅲ副边绕组NS的非同名端，副边第三整流二极管D3的阳极连于副边第四整流二极管D4的阳极、输出滤波电容Co和输出阻性负载Ro的另一端；输出滤波电容Co的一端连于负载的一端、副边第一整流二极管D1的阴极和副边第二整流二极管D2的阴极，输出滤波电容Co的另一端连于负载的另一端、副边第三整流二极管D3的阳极和副边第四整流二极管D4的阳极。
本发明实施例中，功率因数校正级PFC的输入端交流电压为220V，功率因数校正级PFC的输出端电压为400V，即中间连接电容的电压为400V，所述全桥LLC谐振变换器的直流输入端Vin电压为400V，恒定输出直流电压Vo为12V，额定输出功率为1kW。具体实施时，这些电压功率参数可根据实际应用需求设置。
本发明所述一种应用于分布式电源系统DPS谐振变换器的混合控制方法如下：
当分布式电源系统DPS工作在正常模式下，即交流输入电压正常，全桥LLC谐振变换器的直流输入源Vin为额定电压值，所述全桥LLC谐振变换器的原边全桥逆变方波模块的原边第一开关管S1处于关断状态，原边第三开关管S3处于闭合状态，原边第二开关管S2、原边第四开关管S4以50％的占空比互补导通，全桥LLC谐振变换器工作在半桥状态，第二开关管S2、第四开关管S4的开关频率等于谐振电容Cr与谐振电感Lr的串联谐振频率。
当分布式电源系统DPS工作在保持模式下，即交流输入电压丢失，中间连接电容Clink放电，所述全桥LLC谐振变换器的输入端工作在宽电压范围。
当所述全桥LLC谐振变换器的直流输入源Vin电压低于额定值，但大于额定电压的1/2时(实施例中是大于200v且小于400v时)，此时，全桥LLC谐振变换器的工作状态与传统的全桥状态不一样，所述全桥LLC谐振变换器的原边全桥逆变方波模块的原边第一开关管S1、原边第三开关管S3采用脉冲宽度调制(PWM)控制，原边第一开关管S1、原边第三开关管S3占空比互补(0＜1＜0.5，0.5＜D3＜1)，原边第二开关管S2、原边第四开关管S4以50％的占空比互补导通，第二开关管S2、第四开关管S4的开关频率等于谐振电容Cr与谐振电感Lr的串联谐振频率。其中，D1+3＝1，D1、D3的具体数值可根据输出负载的电压反馈闭环控制。
当所述全桥LLC谐振变换器的直流输入源Vin电压等于额定电压的1/2时(实施例中是等于200v时)，所述全桥LLC谐振变换器的原边全桥逆变方波模块的原边第一开关管S1、原边第三开关管S3以50％的占空比互补导通，原边第二开关管S2、原边第四开关管S4以50％的占空比互补导通，所述全桥LLC谐振变换器工作在全桥状态，原边全桥逆变方波模块的原边第一开关管S1、原边第二开关管S2、原边第三开关管S3、原边第四开关管S4的开关频率均等于谐振电容Cr与谐振电感Lr的串联谐振频率。
当所述全桥LLC谐振变换器的直流输入源Vin电压小于额定输入电压的1/2时(实施例中是小于200v时)，原边全桥逆变方波模块的原边第一开关管S1、原边第二开关管S2、原边第三开关管S3、原边第四开关管S4采用脉冲频率调制(PFM)控制，原边第一开关管S1、原边第三开关管S3以50％的占空比互补导通，原边第二开关管S2、原边第四开关管S4以50％的占空比互补导通，所述全桥LLC谐振变换器工作在全桥状态，原边第一开关管S1、原边第二开关管S2、原边第三开关管S3、原边第四开关管S4的开关频率均小于谐振电容Cr与谐振电感Lr的串联谐振频率。
如图4所示，为本发明所述应用于分布电源系统DPS谐振变换器的混合控制框图，其中fr表示谐振电容Cr与谐振电感Lr谐振时的谐振频率，fs表示原边开关管的开关工作频率。所述全桥LLC谐振电路设计工作在正常模式，即输入电压为400V，输出电压为12V，此时通过脉冲调制，原边第一开关管S1关断，原边第三开关管S3闭合，原边第二开关管S2、原边第四开关管S4以50％的占空比互补导通，全桥LLC谐振变换器工作在半桥状态，fr＝fs。当功率因数校正级PFC的交流输入电压丢失，所述全桥LLC谐振变换器工作在保持工作模式，中间连接电容Clink电压迅速下降，谐振变换器输入端电压Vin变化范围宽，谐振变换器通过输出电压反馈控制，原边侧开关管结合定频脉冲宽度调制(PWM)控制和脉冲频率调制(PFM)控制，电压增益调节范围宽，维持输出电压不变，负载设备迅速保存数据，保证了系统的稳定性。
如图5所示，为本发明实施例的实施示例。通过本发明所述的混合控制方法，分布式电源系统DPS从正常工作模式到保持工作模式，所述全桥LLC谐振变换器的直流输入源Vin电压从400V下降到150V的过程中，输出直流电压Vo稳定在12V，满足分布式电源系统DPS工作特性需求。可以知道，谐振变换器的输入端工作电压范围越宽，分布式电源系统DPS所需要的中间连接电容Clink越小，因此本发明提出全桥LLC谐振变换器的混合控制方法可以减小中间连接电容Clink，降低设计成本和中间连接电容Clink的体积，增加功率密度。
具体实施时，基于本发明提供的混合控制方法，可以进一步地优化励磁电感的设计，优化中间连接电容。
(1)励磁电感设计较大值：
电感比值定义为：k,
Figure BDA0002336031390000071
其中Lm为励磁电感，Lr为谐振电感，在PWM控制阶段，所述谐振变换器的电压增益独立于电感比值k，电感比值k可选取较大值，因此所述谐振变换器可以设计较大的励磁电感Lm，减小开关损耗和导通损耗。
(2)优化中间连接电容(Clink)：
当PFC级电路的交流侧输入电压丢失，转换器所需的电能由连接电容(Clink)所存储的能量放电提供，则有如下关系：
Figure BDA0002336031390000081
其中，Vnom是标准模式下连接电容的电压，也就是所述谐振变换器在正常模式下的输入工作电压，Po是转换器的输出功率，t是保持模式下的时间间隔，Vmin是转换器的最低输入工作电压。
进一步，可以得到连接电容的设计考虑需求。
Figure BDA0002336031390000082
因此，在整体设计时，保持时间模式下，所述全桥谐振变换器的输入端工作电压范围越宽，所需要的连接电容越小。这意味着本发明所提出的混合控制策略可以优化中间连接电容，设计更小的连接电容，很容易减小连接电容的尺寸，提高整机的功率密度，降低设计成本。
以上对本发明的具体实施例进行了描述，本发明并不局限于上述特定实施方式，本领域技术人员在此基础上作出的各种变化，均属于本发明的实质保护范围。
本文中所描述的具体实例仅仅是对本发明精神作举例说明。本发明所属技术领域的技术人员可以对所描述的具体实例做各种各样的修改或补充或采用类似的方式替代，但并不会偏离本发明的精神或者超越所附权利要求书所定义的范围。

Claims (4)

1.一种用于分布式电源系统中谐振变换器的混合控制方法，所述分布式电源系统采用两极拓扑结构，前级为升压功率因数校正级，后级为直流—直流变换级，两级中间连接一个连接电容(Clink)，所述直流—直流变换级采用全桥LLC谐振变换器；其特征在于：在正常模式下，所述全桥LLC谐振变换器工作于半桥谐振变换器状态，谐振变换器的工作频率等于谐振频率，所述谐振变换器工作在谐振频率点，谐振变换器的效率最大；当交流输入电压丢失，全桥LLC谐振变换器处于保持模式，全桥LLC谐振变换器采用基于脉冲宽度调制和脉冲频率调制的混合控制，实现高电压增益调节，扩宽谐振变换器的输入电压工作范围，负载输出电压不变。
2.根据权利要求1所述用于分布式电源系统中谐振变换器的混合控制方法，其特征在于：所述全桥LLC谐振变换器由直流输入源(Vin)、原边全桥逆变方波模块(Ⅰ)、原边谐振网络模块(Ⅱ)、变压器(Ⅲ)、副边全桥整流模块(Ⅳ)和输出滤波模块构成，所述原边全桥逆变方波模块(Ⅰ)由原边第一开关管(S1)、原边第二开关管(S2)、原边第三开关管(S3)和原边第四开关管(S4)组成，原边谐振网络模块(Ⅱ)由谐振电容(Cr)、谐振电感(Lr)、励磁电感(Lm)组成；
基于脉冲宽度调制和脉冲频率调制的混合控制实现方式如下，
当分布式电源系统工作在正常模式下，全桥LLC谐振变换器的直流输入源Vin为额定电压值，原边第一开关管(S1)处于关断状态，原边第三开关管(S3)处于闭合状态，原边第二开关管(S2)、原边第四开关管(S4)以50％的占空比互补导通，全桥LLC谐振变换器工作在半桥状态，第二开关管(S2)、第四开关管(S4)的开关频率等于谐振电容(Cr)与谐振电感(Lr)的串联谐振频率；
当分布式电源系统DPS工作在保持模式下，交流输入电压丢失，中间连接电容Clink放电，所述全桥LLC谐振变换器的输入端工作在宽电压范围；
当所述全桥LLC谐振变换器的直流输入源(Vin)电压低于额定值，但大于额定电压的1/2时，所述原边第一开关管(S1)、原边第三开关管(S3)采用脉冲宽度调制PWM控制，原边第一开关管(S1)、原边第三开关管(S3)占空比互补，原边第二开关管(S2)、原边第四开关管(S4)以50％的占空比互补导通，第二开关管(S2)、第四开关管(S4)的开关频率等于谐振电容(Cr)与谐振电感(Lr)的串联谐振频率；
当所述全桥LLC谐振变换器的直流输入源(Vin)电压等于额定电压的1/2时，所述原边第一开关管(S1)、原边第三开关管(S3)以50％的占空比互补导通，原边第二开关管(S2)、原边第四开关管(S4)以50％的占空比互补导通，所述全桥LLC谐振变换器工作在全桥状态，原边第一开关管(S1)、原边第二开关管(S2)、原边第三开关管(S3)、原边第四开关管(S4)的开关频率均等于谐振电容(Cr)与谐振电感(Lr)的串联谐振频率；
当所述全桥LLC谐振变换器的直流输入源(Vin)电压小于额定输入电压的1/2时，原边第一开关管(S1)、原边第二开关管(S2)、原边第三开关管(S3)、原边第四开关管(S4)采用脉冲频率调制PFM控制，原边第一开关管(S1)、原边第三开关管(S3)以50％的占空比互补导通，原边第二开关管(S2)、原边第四开关管(S4)以50％的占空比互补导通，所述全桥LLC谐振变换器工作在全桥状态，原边第一开关管(S1)、原边第二开关管(S2)、原边第三开关管(S3)、原边第四开关管(S4)的开关频率均小于谐振电容(Cr)与谐振电感(Lr)的串联谐振频率。
3.根据权利要求1或2所述用于分布式电源系统中谐振变换器的混合控制方法，其特征在于：根据在基于脉冲宽度调制控制阶段谐振变换器的电压增益独立于励磁电感与谐振电感的比值，优化设置励磁电感。
4.根据权利要求1或2所述用于分布式电源系统中谐振变换器的混合控制方法，其特征在于：在基于脉冲宽度调制和脉冲频率调制的混合控制实现基础上，优化中间连接电容，减小连接电容的尺寸。
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