CN113890376A - 一种宽输入电压的隔离型dc-dc变换器拓扑及其控制方法 - Google Patents

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Abstract

本发明公开了一种宽输入电压的隔离型DC‑DC变换器拓扑及其控制方法，所述变换器拓扑包含隔离变压器及其连接的原边结构与副边结构。其中原边结构包含由开关管和构成的第一半桥，由开关管和构成的第二半桥，直流母线电容，以及桥臂电感。副边结构包含由整流管、和输出电感、构成的整流结构，以及输出滤波电容。该变换器的原边开关管采用一种对管同步，上下管互补的控制方式，保持桥臂中点交流电压有效值基本不变，且无续流阶段。原边开关管能够在宽电压和功率区间内实现零电压开通，副边整流管保持自然换流。从而提升变换器在输入电压宽范围变化时的运行能力，实现降低运行损耗、提升动态性能、提高功率密度的目标。

Description

一种宽输入电压的隔离型DC-DC变换器拓扑及其控制方法
技术领域
本发明涉及电力电子技术领域，具体为一种宽输入电压的隔离型DC-DC变换器拓扑及其控制方法。
背景技术
近年来，新能源发电、电储能、电动汽车等热点技术的快速发展与推广，对不可再生能源的消耗和碳排放水平的增长起到了显著的控制作用，具备重要的研究意义与广阔的应用前景。作为新能源利用环节中的核心组成，光伏电池、蓄电池和燃料电池等均具有端口电压随工作状态变化显著的特点，对电能的变换装置提出了新的要求。尤其是包含电动汽车、航空航天等移动载体的应用场景，对电力电子变换器的功率密度、效率、输出电能质量等性能指标更加敏感。
目前，针对上述场景中的输入电压宽范围变化要求，现有的变换器主要存在两类解决方案：单级式和多级式。在多级式的方案中，稳压级的软开关特性差，限制了开关频率和功率密度的提高。单级式方案可分为谐振型和非谐振型两类，其中，谐振式方案大多采用变频控制，在输入电压宽范围变化的情况下，其谐振腔参数设计困难，且容易出现软开关丢失、电流应力增大等现象，降低了变换器运行性能。而现有的非谐振型变换器，例如非对称半桥、全桥变换器等拓扑结构，存在交流电压非对称、系统环流等问题，具备进一步改进和优化的空间。
发明内容
(一)解决的技术问题
针对现有技术的不足，本发明提供了一种宽输入电压的隔离型DC-DC变换器拓扑及其控制方法。
(二)技术方案
为实现以上目的，本发明通过以下技术方案予以实现：
一种宽输入电压的隔离型DC-DC变换器拓扑，包含隔离变压器T及其连接的原边结构与副边结构。其中原边结构包含由开关管S1和S2构成的第一半桥，由开关管S3和S4构成的第二半桥，直流母线电容Cb，以及桥臂电感Lk。副边结构包含整流管SR1和SR2，输出电感Lo1和Lo2以及输出滤波电容Co。
作为本发明的一种改进，所述变换器的原边结构为：第一半桥中上管的漏极与输入电源的正极相连，下管的源级与输入电源的负极相连。第二半桥中上管的漏极与直流母线电容的正极相连，下管的源级与直流母线电容的负极相连。第一半桥和第二半桥中两个下管的源级相接。桥臂电感的一端与第一半桥的桥臂中点相连，另一端与隔离变压器原边的一端相连，隔离变压器原边的另一端接入第二半桥的桥臂中点。
作为本发明的一种改进，所述变换器的副边结构为：整流管SR1和SR2为二极管(或MOSFET)，整流管和输出滤波电容共同构成整流结构，隔离变压器副边与整流管SR1的阴极(或漏极)和输出电感Lo1的一端相连的一端为原边与桥臂电感相连端口的同名端，隔离变压器副边的另一端与整流管SR2的阴极(或漏极)和输出电感Lo2的一端相连。两个输出电感的另一侧输出端口相接，为整流结构的输出正极，与变换器输出端口的正极相连；两个整流管的阳极(或源级)相接，为整流结构的输出负极，与变换器输出端口的负极相连。输出滤波电容与输出端口相并联。
作为本发明的一种改进，所述变换器拓扑的副边结构，根据不同应用场景下输出电流的大小差异，隔离变压器副边绕组及其对应的整流结构的数量不同。当副边绕组数量大于1时，各副边绕组的匝数相同，且后级接入与只含单个副边绕组情况下相同的整流结构。各整流结构的输出正极相连后接变换器输出端口的正极，各整流结构的输出负极相连后接变换器输出端口的负极。
对于一种宽输入电压的隔离型DC-DC变换器控制方法，原边各开关管的控制方式为：第一半桥上管S1和第二半桥下管S4的驱动信号相同，第一半桥下管S2和第二半桥上管S3的驱动信号相同，且同一半桥中上下两个开关管的信号互补。副边各整流管为MOSFET时，对于任意数量的整流结构，其中的整流管SR1采用与第一半桥下管S2和第二半桥上管S3相同的驱动信号，整流管SR2采用与第一半桥上管S1和第二半桥下管S4相同的驱动信号。
作为本发明的一种改进，该变换器的控制方法通过调节第一半桥上管S1的占空比实现变换器传输功率大小的控制。根据变换器的数学模型，得到占空比关于输入电压、输出电压、传输功率、开关频率等状态参数以及桥臂电感、输出电感、励磁电感、隔离变压器变比等回路参数的关系式。在实时采样变换器输入电压、输出电压、输出电流的基础上，控制器依据上述关系式的简化表达式，计算得到前馈控制量Df。同时，输出端口电压给定值与采样值做差后，经限幅PI调节器得到反馈补偿量Dc。前馈控制量与反馈补偿量相加后得到最终的驱动信号占空比D，经PWM调制得到各开关管的驱动信号，从而实现输出电压跟随给定的目标。
相对于现有技术，本发明具有如下优点：
1)在输入电压宽范围变化的情况下，通过改变原边开关管驱动信号占空比实现对直流母线电容电压的调节，保持原边两个半桥桥臂中点交流电压的有效值基本不变，从而维持回路电流有效值和峰值基本不变，提升非标准电压增益情况下变换器的运行效率；
2)副边的整流结构降低了整流管电流应力，减少了整流管的导通损耗，且可以通过多副边结构的方式进一步减小损耗、提高效率，尤其适用于输出端口电压低、功率大、电能质量要求高的应用场景；
3)通过前馈控制与反馈补偿相结合的功率控制方式，有效提升了变换器在面对输入电压变化和负载扰动情况下的动态性能，减小了输出端口电压及功率波动，提升电能质量；
4)原边第1桥臂上管S1和第2桥臂下管S4可以在较宽的电压和功率范围实现零电压开通，而第1桥臂下管S2和第2桥臂上管S3始终具备零电压开通特性。副边整流管保持自然换流，不存在强迫关断。上述特性能够降低变换器开关损耗，使开关频率和功率密度得到提高；
5)该技术方案在实际应用中，采用GaN MOSFET作为开关管和整流管，并应用磁集成技术对变换器中的磁性元件进行优化设计，可以进一步降低损耗、提升功率密度，具备进一步推广应用的前景。
附图说明
图1为本申请的宽输入电压的隔离型DC-DC变换器电路拓扑图；
图2为本申请的宽输入电压的隔离型DC-DC变换器含有多副边结构情况下的电路拓扑图；
图3为本申请的宽输入电压的隔离型DC-DC变换器的开关驱动信号波形图；
图4为本申请的宽输入电压的隔离型DC-DC变换器的功率控制方法示意图；
图5本申请的种宽输入电压的隔离型DC-DC变换器主要工作波形仿真图(输入电压为200V)；
图6为本申请的宽输入电压的隔离型DC-DC变换器主要工作波形仿真图(输入电压为300V)；
图7为本申请的宽输入电压的隔离型DC-DC变换器主要工作波形仿真图(输入电压为400V)；
图8为本申请的宽输入电压的隔离型DC-DC变换器的动态过程输出电压波形仿真图。
具体实施方式
下面将结合本发明的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例仅仅是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。
如图1所示，在本发明的一些示例中，公开了一种宽输入电压的隔离型DC-DC变换器拓扑，包含隔离变压器T及其连接的原边结构与副边结构。其中原边结构包含由开关管S1和S2构成的第一半桥，由开关管S3和S4构成的第二半桥，直流母线电容Cb，以及桥臂电感Lk。Lm为隔离变压器T的励磁电感。副边结构包含整流管SR1和SR2以及输出电感Lo1和Lo2构成的整流结构以及输出滤波电容Co。在原边结构中，第一半桥中上管的漏极与输入电源的正极相连，下管的源级与输入电源的负极相连。第二半桥中上管的漏极与直流母线电容的正极相连，下管的源级与直流母线电容的负极相连。第一半桥和第二半桥中两个下管的源级相接。桥臂电感的一端与第一半桥的桥臂中点相连，另一端与隔离变压器原边的一端相连，隔离变压器原边的另一端接入第二半桥的桥臂中点。在副边结构中，整流管SR1和SR2为二极管(或MOSFET)，整流管和输出滤波电容共同构成整流结构，隔离变压器副边与整流管SR1的阴极(或漏极)和输出电感Lo1的一端相连的一端为原边与桥臂电感相连端口的同名端，隔离变压器副边的另一端与整流管SR2的阴极(或漏极)和输出电感Lo2的一端相连。两个输出电感的另一侧输出端口相接，为整流结构的输出正极，与变换器输出端口的正极相连；两个整流管的阳极(或源级)相接，为整流结构的输出负极，与变换器输出端口的负极相连。输出滤波电容与输出端口相并联。
如图2所示，在所述变换器拓扑的副边结构中，根据不同应用场景下输出电流的大小差异，隔离变压器副边绕组及其对应的整流结构的数量不同。当副边绕组数量大于1时，各副边绕组的匝数相同，且后级接入与只含单个副边绕组情况下相同的整流结构。各整流结构的输出正极相连后接变换器输出端口的正极，各整流结构的输出负极相连后接变换器输出端口的负极。
如图3所示，本发明公开的一种宽输入电压的隔离型DC-DC变换器控制方法，原边各开关管的控制方式为：第一半桥上管S1和第二半桥下管S4的驱动信号相同，第一半桥下管S2和第二半桥上管S3的驱动信号相同，且同一半桥中上下两个开关管的信号互补。当副边各整流管为MOSFET时，对于任意数量的整流结构，其中的整流管SR1采用与第一半桥下管S2和第二半桥上管S3相同的驱动信号，整流管SR2采用与第一半桥上管S1和第二半桥下管S4相同的驱动信号。
如图4所示，在上述变换器控制模式下，通过改变第一半桥上管S1的占空比D实现变换器传输功率大小的调节。根据变换器的数学模型，得到占空比关于输入电压、输出电压、传输功率、开关频率等状态参数以及桥臂电感、输出电感、励磁电感、隔离变压器变比等结构参数的关系式。在实时采样变换器输入电压、输出电压、输出电流的基础上，控制器依据上述关系式的简化表达式，计算得到前馈控制量Df。同时，输出端口电压给定值与采样值做差后，经限幅PI调节器得到反馈补偿量Dc。前馈控制量与反馈补偿量相加后得到最终的驱动信号占空比D，经PWM调制得到各开关管的驱动信号，从而实现输出电压跟随给定Vo *的目标。
下面以含有单个副边结构，且整流管为二极管的所提变换器电路拓扑为例，结合仿真结果具体阐述本发明技术方案的工作原理。仿真模型主要参数如表1所示。
表1 仿真模型主要参数
Figure BDA0003303910670000061
Figure BDA0003303910670000071
基于图1所示的一种宽输入电压的隔离型DC-DC变换器电路拓扑，在图3所示的变换器开关控制模式下，通过求解变换器稳态下的时域数学模型，得到控制变量占空比D关于输入电压Vin、输出电压Vo、传输功率Pt、开关周期Ts等状态参数以及桥臂电感Lk、输出电感Lo、励磁电感Lm、隔离变压器变比N等结构参数的关系式如下。
Figure BDA0003303910670000072
忽略掉上式中对D取值影响较小的项，得到简化表达式Ds如下。
Figure BDA0003303910670000073
以此为依据，在所提变换器固定参数Lk、Lo、Lm、N、Ts得到确定以及Vin、Vo、Io等实时状态变量采样获取的基础上，按照图4所示的变换器功率控制方法，由控制器得到如图3所示的变换器中各原边开关管(以及副边整流管)的驱动信号，实现变换器输出端口电压跟随给定值Vo *的控制目标。
图5所示为Pt＝500W，Vin＝200V，Vo＝12V的条件下变换器的主要仿真波形。可以看出，该条件下占空比D＝0.62，直流母线电容电压VCb＝325V，原边两组半桥桥臂中点的交流电压vAB的有效值为255V，桥臂电流ib峰值和有效值分为7.13A和4.17A。
图6所示为Pt＝500W，Vin＝300V，Vo＝12V的条件下变换器的主要仿真波形。可以看出，该条件下D＝0.41，VCb＝210V，vAB的有效值为258V，ib的峰值和有效值分为7.19A和3.73A。
图7所示为Pt＝500W，Vin＝400V，Vo＝12V的条件下变换器的主要仿真波形。可以看出，该条件下D＝0.31，VCb＝180V，vAB的有效值为264V，ib的峰值和有效值分为7.23A和3.50A。
综合上述仿真结果可知，在输入电压宽范围变化的情况下，变换器通过调节占空比实现输出电压和功率的稳定，同时保持vAB的有效值以及ib的峰值和有效值基本不变，保证了变换器在偏离标准电压增益状态下的稳定、高效运行。此外，从上述仿真结果可以看出，变换器原边各开关管能够在宽输入电压范围内全部实现零电压开通，副边整流管实现自然换流，进一步减小了开关损耗。
图8所示为输入电压变化动态过程中变换器端口电压及传输功率的仿真波形。从中可以看出，在输入电压宽范围变化的动态过程中，变换器的输出端口电压和功率基本保持不变，无明显波动，体现了该变换器控制方法的良好性能。
综上所述，本发明公开了一种宽输入电压的隔离型DC-DC变换器拓扑及其控制方法。该变换器原边含有直流母线电容，在所采用的对管同步，上下管互补的开关控制方式下，其电压跟随输入电压变化，维持桥臂中点交流侧电压有效值和回路电流有效值基本不变，且无续流阶段。原边开关管能够在宽电压和功率区间内实现零电压开通，副边整流管保持自然换流。此外，所提出的前馈控制与反馈补偿相结合的功率控制方法，提升了输入电压变化和负载功率扰动下变换器的动态性能。从而提升变换器在输入电压宽范围变化时的运行能力，实现降低运行损耗、提升动态性能、提高功率密度的目标。
需要说明的是，在本文中，诸如第一和第二等之类的关系术语仅仅用来将一个实体或者操作与另一个实体或操作区分开来，而不一定要求或者暗示这些实体或操作之间存在任何这种实际的关系或者顺序。而且，术语“包括”、“包含”或者其任何其他变体意在涵盖非排他性的包含，从而使得包括一系列要素的过程、方法、物品或者设备不仅包括那些要素，而且还包括没有明确列出的其他要素，或者是还包括为这种过程、方法、物品或者设备所固有的要素。在没有更多限制的情况下，由语句“包括一个……”限定的要素，并不排除在包括所述要素的过程、方法、物品或者设备中还存在另外的相同要素。
以上显示和描述了本发明的基本原理、主要特征和本发明的优点。本行业的技术人员应该了解，本发明不受上述实施例的限制，上述实施例和说明书中描述的只是说明本发明的原理，在不脱离本发明精神和范围的前提下，本发明还会有各种变化和改进，这些变化和改进都落入要求保护的本发明范围内。

Claims (9)

1.一种隔离型DC-DC变换器拓扑结构，其特征在于，包括隔离型的变压器以及与所述变压器连接的原边结构与副边结构，所述原边结构包括第一半桥、第二半桥、直流母线电容与桥臂电感；所述副边结构包括整流结构和输出滤波电容；
所述第一半桥与第二半桥均由两个开关管组成。
2.根据权利要求1所述的隔离型DC-DC变换器拓扑结构，其特征在于，所述第一半桥中上管的漏极与输入电源的正极相连，所述第一半桥下管的源级与输入电源的负极相连，所述第二半桥中上管的漏极与直流母线电容的正极相连，所述第二半桥下管的源级与直流母线电容的负极相连，所述第一半桥和第二半桥中两个下管的源级相接；所述桥臂电感的一端与第一半桥的桥臂中点相连，另一端与隔离变压器原边的一端相连，隔离变压器原边的另一端接入第二半桥的桥臂中点。
3.根据权利要求1所述的隔离型DC-DC变换器拓扑结构，其特征在于，所述整流结构包括两个整流管，所述副边结构与一个所述整流管的阴极的和输出电感的一端相连的一端为原边与桥臂电感相连端口的同名端，所述副边结构的另一端与另一整流管的阴极和输出电感的一端相连；两个所述输出电感的另一侧输出端口相接，为整流结构的输出正极，与变换器输出端口的正极相连；两个整流管的阳极相接，为整流结构的输出负极，与变换器输出端口的负极相连；输出滤波电容与输出端口相并联。
4.根据权利要求3所述的隔离型DC-DC变换器拓扑结构，其特征在于，所述隔离变压器的副边绕组以及后级与其相连的整流结构的数量能够根据输出电流的大小进行调整。
5.根据权利要求3所述的隔离型DC-DC变换器拓扑结构，其特征在于，所述副边绕组数量大于1时，各副边绕组的匝数相同，且后级接入与只含单个副边绕组情况下相同的整流结构；所述整流结构的输出正极相连后接变换器输出端口的正极，所述整流结构的输出负极相连后接变换器输出端口的负极。
6.根据权利要求1-5任一所述的隔离型DC-DC变换器拓扑结构，其特征在于：所述第一半桥上管和第二半桥下管的驱动信号相同，第一半桥下管和第二半桥上管的驱动信号相同，且同一半桥中上下两个开关管的信号互补。
7.根据权利要求6所述的一种宽输入电压的隔离型DC-DC变换器拓扑结构，其特征在于，所述整流管为MOSFET，对于任意数量的整流结构，其中的整流管采用与第一半桥下管和第二半桥上管相同的驱动信号，整流管采用与所述第一半桥上管和第二半桥下管相同的驱动信号。
8.权利要求6所述的隔离型DC-DC变换器拓扑结构的控制方法，其特征在于，包括以下步骤：
通过调节第一半桥上管的占空比实现变换器传输功率大小的控制；根据变换器的数学模型，得到占空比关于状态参数以及结构参数的关系式，在实时采样变换器输入电压、输出电压、输出电流的基础上，根据所述关系式的简化表达式，计算得到前馈控制量；输出端口电压给定值与采样值做差后，经限幅PI调节器得到反馈补偿量；前馈控制量与反馈补偿量相加后得到实际的驱动信号占空比，经PWM调制得到各开关管的驱动信号，从而实现输出电压跟随给定的目标。
9.根据权利要求8所述的隔离型DC-DC变换器控制方法，其特征在于，所述状态参数包括输入电压、输出电压、传输功率、开关频率中的一种或多种，所述结构参数包括桥臂电感、输出电感、励磁电感、隔离变压器变比中的一种或多种。
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