CN104506040A - 同一占空比的双pwm加移相控制方法 - Google Patents

同一占空比的双pwm加移相控制方法 Download PDF

Info

Publication number
CN104506040A
CN104506040A CN201410705182.2A CN201410705182A CN104506040A CN 104506040 A CN104506040 A CN 104506040A CN 201410705182 A CN201410705182 A CN 201410705182A CN 104506040 A CN104506040 A CN 104506040A
Authority
CN
China
Prior art keywords
phase
voltage
carrier wave
pwm
shifting
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Granted
Application number
CN201410705182.2A
Other languages
English (en)
Other versions
CN104506040B (zh
Inventor
沙德尚
徐令宇
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Beijing Institute of Technology BIT
Original Assignee
Beijing Institute of Technology BIT
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Beijing Institute of Technology BIT filed Critical Beijing Institute of Technology BIT
Priority to CN201410705182.2A priority Critical patent/CN104506040B/zh
Publication of CN104506040A publication Critical patent/CN104506040A/zh
Application granted granted Critical
Publication of CN104506040B publication Critical patent/CN104506040B/zh
Active legal-status Critical Current
Anticipated expiration legal-status Critical

Links

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
    • H02M3/22—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac
    • H02M3/24—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters
    • H02M3/28—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac
    • H02M3/325—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M3/335—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
    • H02M3/33507—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of the output voltage or current, e.g. flyback converters
    • H02M3/33523—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of the output voltage or current, e.g. flyback converters with galvanic isolation between input and output of both the power stage and the feedback loop
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/0048—Circuits or arrangements for reducing losses
    • Y—GENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
    • Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
    • Y02B—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES RELATED TO BUILDINGS, e.g. HOUSING, HOUSE APPLIANCES OR RELATED END-USER APPLICATIONS
    • Y02B70/00—Technologies for an efficient end-user side electric power management and consumption
    • Y02B70/10—Technologies improving the efficiency by using switched-mode power supplies [SMPS], i.e. efficient power electronics conversion e.g. power factor correction or reduction of losses in power supplies or efficient standby modes

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Dc-Dc Converters (AREA)

Abstract

本发明涉及一种同一占空比的双PWM加移相控制方法，属于电力电子领域。本发明基于隔离式双向三电平DC-DC变换器电路，通过采样原边钳位电压，对原副边开关管进行同一占空比的PWM调制控制，其思想是通过采样输出电压、输入电流及原边钳位电容电压，经过数字运算控制器运算，再通过数字PI调节器产生占空比和移相角，控制原副边的开关管的占空比，从而控制电路功率的传输方向和漏感电流，实现在大占空比小功率状态下较小的电流应力和环流损耗以及电路双向运行的无缝切换。对比现有PWM加移相控制方法，本发明方法降低了电路的电流应力和环流损耗，其控制策略简单，易于实现。

Description

同一占空比的双PWM加移相控制方法
技术领域
本发明涉及一种同一占空比的双PWM(脉宽调制)加移相控制方法，特别涉及一种适用于隔离式双向三电平DC-DC(直流-直流)变换器的同一占空比的双PWM加移相控制方法，属于电力电子的高频开关电源领域。
背景技术
对于应用在高压场合的双向DC-DC变换器，变压器原边采用具有有源钳位电路的电流型半桥电路，变压器副边采用三电平电路。原边的具有有源钳位电路的电流型半桥电路能够很好的降低输入电流的纹波，提高蓄电池的使用寿命。副边采用三电平电路，使得副边功率器件的电压应力减为变压器副边输出电压V2的一半，从而可以选择耐压较低、通态电阻较小、开关频率更高的MOSFET，从而获得更大的功率密度和传递效率。对于双向变换器，变压器原边开关设备过高的电流应力以及变换器的环路电流损耗和电流应力一直是我们所面临的挑战，极大地限制了变换器的效率。目前，为了降低环流损耗，现在常用的控制方法主要有：①移相控制法；②移相加脉宽调制控制法。方法一：IEEE Transaction on Power Electronic【电力电子期刊】于2004年发表了"A new ZVS bidirectional dc–dc converter for fuel cell and battery application"【应用于燃料电池和蓄电池的双向直流直流变换器】中采用传统的移相控制法，采样输出电压作为反馈即对原副边开关管进行控制，通过移相角的超前与滞后控制功率的流向，实现双向的统一控制方法。然而，当原副边电压不匹配时，将导致变压器漏感上较大的电流斜率，导致器件较大的电流应力和环流损耗。方法二：IEEE Transaction on power electronics【电力电子期刊】于2008年发表了“A ZVS Bidirectional DC-DC Converter With Phase-Shift Plus PWM Control Scheme”【一种采用移相加脉宽调制控制的零电压开关的双向直流变换器】一文，通过采样变压器原边钳位电容电压和变压器副边输出电压，调节变压器原边开关管的占空比，从而实现变压器原副边电压的匹配，从而降低了变压器漏感电流在功率传递阶段的斜率，减小了电流应力和环流损耗，从而提高了变换器的功率密度和效率。
然而，当输入电压较低而输出电压较高(即需要变换器具有较高的电压增益)时，变压器原边电压在一个周期内有较长的时间为零，这一阶段，能量不能从原边传递到副边。而此时，变压器原边电流不为零，此时较大的环流会在变压器原边电路中产生损耗，而不能传递功率，从而造成较低的变换器效率。此外，在功率较小的状态下，移相角较小，这种传统的控制方式会造成较大的峰值电流，从而产生极大的电流应力。
发明内容
本发明的目的是为了克服上述已有技术的不足，提出了一种适用于双向三电平DC-DC变换器的同一占空比的双PWM加移相控制方法，通过同时调节变压器原副边的占空比(占空比相等)，使得在变压器原边电压为零时，变压器电流在降到零后不再反向增长，从而使得在此功率不传递的阶段漏感电流有效值较小，降低电流造成的电路通态损耗，从而提高电路的效率和性能。同时，电流不再反向增长，使得其在功率较小状态下，漏感电流峰值较小，降低了原边开关管的电流应力。
本发明基于隔离式双向三电平DC-DC变换器电路，通过采样原边钳位电压，对原副边开关管进行同一占空比的PWM调制控制，其思想是通过采样输出电压、输入电流及原边钳位电容电压，经过数字运算控制器运算，再通过数字PI调节器产生占空比和移相角，控制原副边的开关管的占空比，从而控制电路功率的传输方向和漏感电流，实现在大占空比小功率状态下较小的电流应力和环流损耗以及电路双向运行的无缝切换。
本发明的目的是通过下述技术方案实现的。
一种隔离式双向三电平DC-DC变换器的同一占空比的双PWM加移相控制方法，基于隔离式双向三电平DC-DC变换器电路，其主电路变压器原边由具有有源钳位电路的电流型半桥电路构成，变压器副边采用三电平半桥电路，其特征在于：该控制方法包括两个控制环路：PWM控制环和移相控制环，具体控制步骤如下：
步骤一：通过基准数字载波发生器生成基准载波Vtr1，初始相位为0；同时产生与基准载波相位差180°，开关频率相同的交错载波Vtr2；
步骤二：移相控制环通过电压传感器采样变压器副边输出电压V2的值作为 移相控制环的电压反馈，计算电压给定值Vref与V2的差值，该差值作为电压环数字PI调节器的输入，电压环数字PI调节器输出经过限幅器限幅后作为电流环的给定Iinf；
步骤三：通过电流传感器采样电流Iin的值作为移相控制环的电流反馈，计算电流环的给定值Iinf与Iin的差值作为电流环数字PI调节器的输入，电流环数字PI调节器输出经过限幅器限幅后输出移相角Φ，其与基准载波Vtr1作为载波移相控制器的输入，经过载波移相控制器将基准载波Vtr1移相Φ角度得到开关管S1和S4的载波Vtr3；
步骤四：设定载波Vtr3的比较值为Vtr3峰值Vtr3(peak)的一半，即Vtr3(peak)/2，将载波Vtr3与其比较值经比较器比较后得到驱动信号S1，S1经过反向器反向后得到驱动信号S4；
步骤五：将通过电压传感器采样得到的变压器副边输出电压V2信号，将其一半V2/2与变压器变比相乘后得到钳位电容上的电压给定，即PWM控制环的给定Vcd1f；
步骤六：通过电压传感器采样钳位电容Cd1上的电压Vcd1，与Vcd1f求差后输入PWM控制环的数字PI调节器；
步骤七：将PWM控制环数字PI调节器输出经过限幅器限幅后作为载波Vtr1和Vtr2的比较值d，其中d与Vtr1经比较器比较后产生驱动信号Q1，Q1经过反向器反向后得到驱动信号Q1a；d与Vtr2经比较器比较后产生驱动信号Q2，Q2经过反向器反向后得到驱动信号Q2a；
步骤八：将步骤七得到的d和Vtr3作为载波移相控制器的输入，经过载波移相控制器将基准载波Vtr3移相d角度得到开关管S2和S3的载波Vtr4；设定载波Vtr4的比较值为Vtr4峰值Vtr4(peak)的一半，即Vtr4(peak)/2，将载波Vtr4与其比较值经比较器比较后得到驱动信号S2，S2经过反向器反向后得到驱动信号S3。
双向三电平变换器电路的连接关系如下所述：
输入端蓄电池(V1)，其正电压侧分别接电感L1和L2的一端；L1的另一端(定义为a点)接一只MOSFET开关管(Q2a)的源极和一只MOSFET开关管(Q2)的漏极；开关管Q2a的漏极接30μf钳位电容(Cd1)的一端，电容Cd1另一端和开关管Q2的源极接蓄电池(V1)的负电压侧；同样，L2的另一端接一只 MOSFET开关管(Q1a)的源极和一只MOSFET开关管(Q1)的漏极；开关管Q1a的漏极接30μf钳位电容(Cd2)的一端，电容Cd2另一端和开关管Q1的源极接蓄电池(V1)的负电压侧；L1不与蓄电池正电压侧相接的一端(a点)连接漏感(Lr)一端，Lr另一端接变压器T原边侧一端(定义为a1点)。L2不与蓄电池正电压侧相接的一端(b点)接变压器T原边侧另一端(定义为b1点)。
变压器副边，开关管S1，S2，S3，S4串联，即S1的漏极接变压器副边侧输出(V2)的正相端，S1的源极与S2的漏极相接，S2的源极与S3的漏极相接(定义为c点)，S3的源极与S4的漏极相接，S4的源极接输出(V2)的负电压侧。c点接变压器副边与a1为同名端的一端。变压器T副边另一端(定义为d点)接二极管D1的阳极和二极管D2的阴极，D1的阴极接钳位电容Cc的一端和S1的源极，D2的阳极接钳位电容Cc的另一端和S3的源极。副边输出的电压(V2)的正相接C3的一端，C3的另一端接C4的一端和变压器T的d点，C4的另一端接输出(V2)的负相侧。
所述开关管为存在反并联的体二极管和漏源极的寄生电容的开关管。
有益效果
1、本发明的基于隔离式双向三电平DC-DC变换器的同一占空比的双PWM加移相控制方法，由于本发明通过采用原副边同一占空比的双PWM调制方式，从而实现原边漏感电流在原边电压为零时电流同时保持为零，降低了通态环流和环流损耗；
2、本发明的基于隔离式双向三电平DC-DC变换器的同一占空比的双PWM加移相控制方法，当输入电压较低输出功率较小，原边占空比较大，而移相角较小的时候，通过采用同一占空比控制，使得变换器原边漏感电流在变压器电压零状态时不再反向，从而使得其相对于传统的单PWM加移相的控制方式降低了电流的峰值应力；
3、本发明的基于隔离式双向三电平DC-DC变换器的同一占空比的双PWM加移相控制方法，通过同时调节原副边电压的占空比，使其在一定移相角下占空比相同，该发明具有较好的使用价值，相对于当前的一些复杂方法，控制策略简单，易于实现。
附图说明
图1为隔离式双向三电平变换器电路结构示意图；
图2为本发明的同一占空比的双PWM加移相控制方法原理图；
图3为本发明boost模式下的主要波形图。
图4为本发明buck模式下的主要波形图。
具体实施方式
下面结合附图和实施例对本发明做详细说明。
本发明为一种基于隔离式双向三电平DC-DC变换器的同一占空比的双PWM加移相控制方法。
对于隔离式双向三电平DC-DC变换器，其电路如图1所示，iin为电流，iL1、iL2分别为输入电感L1、L2的电流，iLr为漏感电流，变换器副边输出电压为V2，Vcd1为原边钳位电容Ccd1上的电压，变压器原边电压为a、b两点之间的电压Vab，变压器副边电压为c、d两点之间的电压Vcd。S1、S2、S3、S4、Q1、Q1a、Q2、Q2a分别代表对应开关管的门极信号。隔离式双向三电平变换器的同一占空比的双PWM加移相控制方法原理图如图2所示。该控制方法分为PWM控制环和移相控制环。其中，移相控制环的输出作为原副边控制信号移相相位的调制值，PWM控制环输出作为原副边占空比的同一调制值。图3和图4为在所提出的同一占空比的双PWM加移相控制方法控制下的电路效果波形，其中图3为boost模式，图4为buck模式。以boost模式为例，如图3所示，Vab为变压器原边电压为a、b两点之间的电压，Vcd为变压器副边电压为c、d两点之间的电压。iLr为漏感Lr上的电流。在Vab电压为0时(以图3所示θ1-θ5区间为例)，此时原副边之间不传递功率，通过提出的同一占空比下的双PWM加移相控制方法，使Vcd与Vab相差一定角度后同样变为0(对应图3所示θ3-θ7区间)，其中θ1与θ3的差值即为移相控制环得到的移相角Φ。当iLr下降到0后，由于此时Vab与Vcd的电压均变为0，电流不再反向上升，从而实现在占空比较大的情况较好地抑制环流，从而提高变换器效率。此外，在移相角较小时，相比于传统控制方法上在零电平状态下较高的电流尖峰，所提出的控制方法由于原副边电压均变为0，电流不再反向，从而极大地降低了电流尖峰。图4与图3对应，为buck模式的工作波形。如图4所示，Vcd相位超前于Vab，从而实现功率由副边向原边传递。与图3相似，当 iLr下降到0后，由于此时Vab与Vcd的电压均变为0，电流不再反向上升，从而实现在占空比较大的情况较好地抑制环流，从而降低变换器的电流应力，提高变换器效率。
本发明所提方法及其电路工作过程如下：
本发明实现控制方法的控制器为数字运算控制器(DSP)TMS320F28335。
变换器上电开始工作后，对于移相控制环，当副边电压V2小于给定值Vref时，变换器工作在升压(boost)模式。数字控制器(DSP)TMS320F28335通过传感器采样变换器输入电流iin和变换器输出电压V2作为反馈。Vref为输出电压给定，将Vref-V2的值经过电压环数字PI调节器和限幅器，输出值作为电流环给定iinf，再将其与采样的电流iin相减，误差值经过电流环数字PI调节器和限幅器作为移相调节值，即移相相位Φ，Φ与基准载波Vtr1输入载波移相控制器，将Vtr1移相相位Φ，得到S1，S4的载波Vtr3。Vtr3(peak)为载波Vtr3的峰值，恒定值Vtr3(peak)/2与载波Vtr3相比后产生S1的PWM控制信号，S1经过反向器反向后得到S4的PWM控制信号，二者与原边开关管的移相角为Φ。
当副边电压V2大于给定值Vref时，变换器将工作在降压(buck)模式。此时，Vref-V2为一负值，通过数字PI调节器的积分作用与限幅器的限幅，其输出值变为限幅器的最小值，即电流给定为负，从而使变换器工作在降压(buck)模式。此时，电流环的输出移相相位Φ同样变为负。经过载波移相控制器得到超前于基准载波Vtr1角度Φ的载波Vtr3。由此，变换器的副边开关管的PWM控制信号超前于原边，使得功率由副边流向原边，从而实现变换器的双向切换。
通过对原边钳位电压给定Vcd1f和原边钳位电压反馈Vcd1进行比较，经过在数字运算控制器(DSP)内设计PWM控制环的数字PI调节器和限幅器输出占空比调制值d，然后将d分别与载波Vtr1和Vtr2相比较得出变压器原边开关Q1和Q2的PWM控制信号。其中，载波Vtr1和Vtr2相位相差180°，从而实现Q1和Q2的交错开通，降低了原边输入电流的脉动，提高了蓄电池寿命。同时Q1a和Q2a分别与Q1和Q2互补导通，所以，对Q1和Q2取逻辑反，得到变压器原边开关Q1a和Q2a的PWM控制信号。此外，将原边占空比d作为副边占空比的给定，得到S1，S4和S2，S3的相位差，从而以Vtr3为基准得到S2，S3的载波信号Vtr4，将其与Vtr4(peak)/2进行比较得到S3的PWM控制信号，将S3反向后得到S4的PWM控制信号。
PWM控制环的具体控制信号变化过程如下：当Vcd1>Vcd1f时，即变压器原边电压高于变压器副边电压的反馈，造成电压不匹配，漏感电流斜率为一正值，此时为了使得变压器原边电压与变压器副边电压相匹配，PWM控制环数字PI调节器输出值d变小，变压器原边开关管的占空比降低，使得变压器原边电压减小，从而使得变压器原边电压与变压器副边电压相匹配，漏感电流斜率逐渐减小到0。同理，当Vcd1<Vcd1f时，此时变压器原边电压低于变压器副边反馈电压，造成电压不匹配，漏感电流斜率为一负值，这时调节器就会增大原边开关管的占空比，使得变压器原边电压增大，从而实现变压器原边电压与变压器副边电压相匹配。
与此同时，副边开关管采取与原边开关管同一占空比的控制方式，将原边占空比的给定作为副边的占空比给定，调节副边开关管的S1，S4和S2，S3的相位关系实现同一占空比给定，从而实现原边漏感电流在零电平状态下漏感电流斜率为零，从而实现在大占空比，小功率状况下的较低的环流和电流应力，提高变换器的工作效率。
综上所述，通过本发明提出的这种控制方法，可以很好的实现移相加双PWM的控制方法，从而从根本上减小了在大占空比和小功率下的原边开关管电流应力和变换器的环流损耗，提高变换器的效率和功率密度。同时，该控制方法可以实现双向直流直流变换器的无缝切换，具有良好的动态和稳态性能。
以上所述仅为本发明的具体实施例，并不用于限定本发明的保护范围，凡在本发明的精神和原则之内，所做的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。

Claims (1)

1.一种同一占空比的双PWM加移相控制方法，基于隔离式双向三电平DC-DC变换器电路，其主电路变压器原边由具有有源钳位电路的电流型半桥电路构成，变压器副边采用三电平半桥电路，其特征在于：该控制方法包括两个控制环路：PWM控制环和移相控制环，具体控制步骤如下：
步骤一：通过基准数字载波发生器生成基准载波Vtr1，初始相位为0；同时产生与基准载波相位差180°，开关频率相同的交错载波Vtr2；
步骤二：移相控制环通过电压传感器采样变压器副边输出电压V2的值作为移相控制环的电压反馈，计算电压给定值Vref与V2的差值，该差值作为电压环数字PI调节器的输入，电压环数字PI调节器输出经过限幅器限幅后作为电流环的给定Iinf；
步骤三：通过电流传感器采样电流Iin的值作为移相控制环的电流反馈，计算电流环的给定值Iinf与Iin的差值作为电流环数字PI调节器的输入，电流环数字PI调节器输出经过限幅器限幅后输出移相角Φ，其与基准载波Vtr1作为载波移相控制器的输入，经过载波移相控制器将基准载波Vtr1移相Φ角度得到开关管S1和S4的载波Vtr3；
步骤四：设定载波Vtr3的比较值为Vtr3峰值Vtr3(peak)的一半，即Vtr3(peak)/2，将载波Vtr3与其比较值经比较器比较后得到驱动信号S1，S1经过反向器反向后得到驱动信号S4；
步骤五：将通过电压传感器采样得到的变压器副边输出电压V2信号，将其一半V2/2与变压器变比相乘后得到钳位电容上的电压给定，即PWM控制环的给定Vcd1f；
步骤六：通过电压传感器采样钳位电容Cd1上的电压Vcd1，与Vcd1f求差后输入PWM控制环的数字PI调节器；
步骤七：将PWM控制环数字PI调节器输出经过限幅器限幅后作为载波Vtr1和Vtr2的比较值d，其中d与Vtr1经比较器比较后产生驱动信号Q1，Q1经过反向器反向后得到驱动信号Q1a；d与Vtr2经比较器比较后产生驱动信号Q2，Q2经过反向器反向后得到驱动信号Q2a；
步骤八：将步骤七得到的d和Vtr3作为载波移相控制器的输入，经过载波移相控制器将基准载波Vtr3移相d角度得到开关管S2和S3的载波Vtr4；设定载波Vtr4的比较值为Vtr4峰值Vtr4(peak)的一半，即Vtr4(peak)/2，将载波Vtr4与其比较值经比较器比较后得到驱动信号S2，S2经过反向器反向后得到驱动信号S3。
CN201410705182.2A 2014-09-22 2014-11-26 同一占空比的双pwm加移相控制方法 Active CN104506040B (zh)

Priority Applications (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
CN201410705182.2A CN104506040B (zh) 2014-09-22 2014-11-26 同一占空比的双pwm加移相控制方法

Applications Claiming Priority (3)

Application Number Priority Date Filing Date Title
CN201410486450 2014-09-22
CN2014104864506 2014-09-22
CN201410705182.2A CN104506040B (zh) 2014-09-22 2014-11-26 同一占空比的双pwm加移相控制方法

Publications (2)

Publication Number Publication Date
CN104506040A true CN104506040A (zh) 2015-04-08
CN104506040B CN104506040B (zh) 2017-02-01

Family

ID=52947768

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
CN201410705182.2A Active CN104506040B (zh) 2014-09-22 2014-11-26 同一占空比的双pwm加移相控制方法

Country Status (1)

Country Link
CN (1) CN104506040B (zh)

Cited By (14)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN105006971A (zh) * 2015-06-16 2015-10-28 北京亿利智慧能源科技有限公司 一种提高dab型dc-dc变换器轻载效率的控制方法
CN105305829A (zh) * 2015-09-25 2016-02-03 北京理工大学 电流型单向dc-dc变换器及对称双pwm加移相控制方法
CN106357115A (zh) * 2016-08-29 2017-01-25 上海交通大学 双向全桥dc‑dc变换器的移相控制方法
CN104868742B (zh) * 2015-05-28 2017-07-11 西南交通大学 一种实现全桥隔离dc‑dc变换器降压变换模式最小电流应力的虚拟功率控制方法
CN106972750A (zh) * 2017-03-16 2017-07-21 合肥工业大学 基于buck‑llc两级dc/dc变换器的三环定频控制方法
CN107733099A (zh) * 2017-10-31 2018-02-23 上海交通大学 双全桥无线电能传输系统同步方法
CN107800300A (zh) * 2017-09-26 2018-03-13 钛白金科技（深圳）有限公司 多相交错双向直流变换器
CN109478851A (zh) * 2016-07-19 2019-03-15 三菱电机株式会社 Dc/dc转换器
CN110011528A (zh) * 2019-04-18 2019-07-12 珠海格力电器股份有限公司 桥式电路软启动方法、控制器和设备
CN113037096A (zh) * 2021-04-27 2021-06-25 燕山大学 高增益三电平电流型双向dc/dc变换器及其控制方法
CN113285598A (zh) * 2021-05-19 2021-08-20 哈尔滨工业大学 一种交错并联Boost变换器的混合控制结构及其混合控制方法、耦合电感优化设计方法
CN113890376A (zh) * 2021-10-14 2022-01-04 东南大学 一种宽输入电压的隔离型dc-dc变换器拓扑及其控制方法
CN113938012A (zh) * 2021-10-21 2022-01-14 江南大学 两相交错并联三电平双向直流变换器的功率均衡控制方法
CN115037165A (zh) * 2022-08-09 2022-09-09 中南大学 一种推挽型双向变换器拓扑结构及其调制方法

Family Cites Families (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN103187879B (zh) * 2013-04-23 2015-03-18 盐城工学院 基于导抗网络的双向直流变换器及其数字控制系统和方法
CN103872920B (zh) * 2014-03-13 2016-10-05 北京理工大学 隔离式双向三电平变换器的漏感电流直接斜率控制方法

Non-Patent Citations (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Title
HUAFENG XIAO ET AL.: "A New ZVS Bidirectional DC-DC Converter With Phase-ShiftPlus PWM Control Scheme", 《IEEE TRANSACTIONS ON POWER ELECTRONICS》 *
唐杰: "数字移相控制的隔离Buck-Boost型双向DC/DC变换器研究", 《中国优秀硕士学位论文全文数据库工程科技Ⅱ辑》 *

Cited By (19)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN104868742B (zh) * 2015-05-28 2017-07-11 西南交通大学 一种实现全桥隔离dc‑dc变换器降压变换模式最小电流应力的虚拟功率控制方法
CN105006971A (zh) * 2015-06-16 2015-10-28 北京亿利智慧能源科技有限公司 一种提高dab型dc-dc变换器轻载效率的控制方法
CN105305829A (zh) * 2015-09-25 2016-02-03 北京理工大学 电流型单向dc-dc变换器及对称双pwm加移相控制方法
CN105305829B (zh) * 2015-09-25 2017-12-12 北京理工大学 电流型单向dc‑dc变换器及对称双pwm加移相控制方法
CN109478851A (zh) * 2016-07-19 2019-03-15 三菱电机株式会社 Dc/dc转换器
CN109478851B (zh) * 2016-07-19 2020-07-21 三菱电机株式会社 Dc/dc转换器
CN106357115A (zh) * 2016-08-29 2017-01-25 上海交通大学 双向全桥dc‑dc变换器的移相控制方法
CN106972750A (zh) * 2017-03-16 2017-07-21 合肥工业大学 基于buck‑llc两级dc/dc变换器的三环定频控制方法
CN107800300A (zh) * 2017-09-26 2018-03-13 钛白金科技（深圳）有限公司 多相交错双向直流变换器
CN107733099A (zh) * 2017-10-31 2018-02-23 上海交通大学 双全桥无线电能传输系统同步方法
CN110011528A (zh) * 2019-04-18 2019-07-12 珠海格力电器股份有限公司 桥式电路软启动方法、控制器和设备
CN113037096A (zh) * 2021-04-27 2021-06-25 燕山大学 高增益三电平电流型双向dc/dc变换器及其控制方法
CN113285598A (zh) * 2021-05-19 2021-08-20 哈尔滨工业大学 一种交错并联Boost变换器的混合控制结构及其混合控制方法、耦合电感优化设计方法
CN113890376A (zh) * 2021-10-14 2022-01-04 东南大学 一种宽输入电压的隔离型dc-dc变换器拓扑及其控制方法
CN113890376B (zh) * 2021-10-14 2023-08-22 东南大学 一种宽输入电压的隔离型dc-dc变换器拓扑及其控制方法
CN113938012A (zh) * 2021-10-21 2022-01-14 江南大学 两相交错并联三电平双向直流变换器的功率均衡控制方法
CN113938012B (zh) * 2021-10-21 2023-08-04 江南大学 两相交错并联三电平双向直流变换器的功率均衡控制方法
CN115037165A (zh) * 2022-08-09 2022-09-09 中南大学 一种推挽型双向变换器拓扑结构及其调制方法
CN115037165B (zh) * 2022-08-09 2022-11-08 中南大学 一种推挽型双向变换器拓扑结构及其调制方法

Also Published As

Publication number Publication date
CN104506040B (zh) 2017-02-01

Similar Documents

Publication Publication Date Title
CN104506040A (zh) 同一占空比的双pwm加移相控制方法
CN104578802A (zh) 一种电流型双向dc-dc变换器的最佳电流波形控制方法
CN104539164A (zh) 电流型双向dc-dc变换器不等宽pwm加双移相控制方法
CN103872920B (zh) 隔离式双向三电平变换器的漏感电流直接斜率控制方法
CN107370386B (zh) 电流型双向dc-dc变换器的最优占空比电压不匹配控制方法
CN106169868B (zh) 宽输入的直流变换器拓扑及其前馈型平均电流控制方法
CN105305829B (zh) 电流型单向dc‑dc变换器及对称双pwm加移相控制方法
CN110719035B (zh) 单级dab-llc混合型双向dc-dc变换器的拓扑结构
CN103138588A (zh) 使用数字控制的dc/dc转换器及其效率优化方法
CN109980918B (zh) 一种反向耦合高增益升压Cuk电路及其模糊控制方法
CN106712522A (zh) 半有源桥dc‑dc变换器的pwm‑移相复合控制方法
CN104980037A (zh) 一种副边调整型定频谐振变换器及其控制方法
CN103441680A (zh) 一种减小环流损耗的软开关全桥直流变换器
Xue et al. A novel bi-directional DC-DC converter for distributed energy storage device
CN110445387B (zh) 一种化成分容用电源的拓扑结构和控制方法
CN111987918A (zh) 一种双向dc-dc软开关控制方法
CN217087777U (zh) 一种宽范围谐振式软开关双向直流变换器
CN111342664A (zh) 一种集成dc-dc变换器及其控制方法
CN115051567A (zh) 控制脉冲功率输出时输入电流恒定的高效率电路
CN104753350A (zh) 一种用于升压电路中电感电流预测收敛控制方法
CN113193748B (zh) 一种基于TCM控制的交错并联Buck/Boost变换器的优化方法
WO2023246512A1 (zh) 多电平直流变换器和飞跨电容的电压控制方法、控制装置
CN116979789A (zh) 用于四开关降压-升压变换器的次峰值电流定频控制方法
Zhan et al. A high step-up bidirectional isolated dual-active-bridge converter with three-level voltage-doubler rectifier for energy storage applications
CN113572365B (zh) 基于功率实时估计的dab-llc双向变换器及同步整流方法

Legal Events

Date Code Title Description
C06 Publication
PB01 Publication
C10 Entry into substantive examination
SE01 Entry into force of request for substantive examination
C14 Grant of patent or utility model
GR01 Patent grant