CN113037096A - 高增益三电平电流型双向dc/dc变换器及其控制方法 - Google Patents

高增益三电平电流型双向dc/dc变换器及其控制方法 Download PDF

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CN113037096A CN202110459765.1A CN202110459765A CN113037096A CN 113037096 A CN113037096 A CN 113037096A CN 202110459765 A CN202110459765 A CN 202110459765A CN 113037096 A CN113037096 A CN 113037096A
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张纯江
乔玉玺
谢季芳
李旭明
郭忠南
赵晓君
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Abstract

本发明涉及电力电子技术领域，具体涉及高增益三电平电流型双向DC/DC变换器及其控制方法，由前后级电路通过带有中间抽头的变压器连接构成，低压端口通过钳位电容C s 有源钳位抑制开关管电压尖峰，通过升压电感L储存能量，低压端口和升压电感共同通过变压器、传输电感L s 向高压侧传递能量实现高增益，高压侧采用三电平半桥结构并采用二极管及飞跨电容钳位，减少开关管应力为输出电压的一半；本发明实现高增益、能量双向流动、高压侧开关管低电压应力，适用于蓄电池、超级电容连接的可再生能源的储能系统中，具有良好的应用及推广前景。

Description

高增益三电平电流型双向DC/DC变换器及其控制方法
技术领域
本发明涉及电力电子技术领域，具体涉及高增益三电平电流型双向DC/DC变换器及其控制方法。
背景技术
随着微电网及分布式发电的发展，系统中能量从单一方向流动转变为多方向流动。能够实现能量的多向流动并且能够主动控制功率流流向的电能路由器应需而生。电能路由器基于电力电子变换技术，可为不同类型的发电装置及负载提供不同的多种接口。作为电能路由器的核心和关键环节，储能装置需要实现对间歇性能源波动的抑制，以及最大效率效益满足电能路由器的功率需求。储能装置通过双向DC/DC变换器与直流母线相连接，实现储能装置与母线间的双向流动。储能装置如超级电容、蓄电池等，电压波动范围宽并且电压等级远远低于直流母线电压等级，因而需要一个宽范围高增益的双向直流变换器对储能输出电压进行升压变换。常见的双向直流变换器如双有源桥(DAB)双向DC/DC变换器虽然适用于大功率场合，但不能实现全功率范围软开关，并且含有较大的电流纹波，电压增益范围窄，不适用于宽增益应用场景。在传统DAB基础上，发展出谐振型隔离双向DC/DC变换器，可实现全功率范围软开关，但依然存在电流纹波较大，电压增益范围较窄的问题。以上均为电压型隔离变换器，为了减少电流纹波、实现宽范围电压增益，考虑电流型隔离变换器。电流型变换器输入端接入电感滤波，减小电流纹波，但电流型变换器依然存在问题，不能实现全功率范围的软开关，并且由于变压器漏感存在，会在低压侧开关管上产生电压尖峰。
发明内容
针对上述的不足，本发明低压侧采用有源钳位的推挽结构，高压侧采用二极管及飞跨电容钳位的半桥三电平结构形成低输入电流纹波、高增益的隔离型双向DC/DC变换器。
为实现上述目的，本发明提供如下技术方案：
高增益三电平电流型双向DC/DC变换器，具有双向变换功能的变换器包括：钳位电容Cs的一端分别与第三功率开关管S3的漏极、第四功率开关管S4的漏极相连；
钳位电容Cs的另一端分别与低压端口VL的负极、输入电容Ci的一端、第一功率开关管S1的源极、第二功率开关管S2的源极相连；
低压端口VL的正极与输入电容Ci的另一端、升压电感L一端相连；升压电感L的另一端与第一变压器T1初级侧的中间抽头相连；
升压电感L的另一端与第一变压器T1初级侧的中间抽头相连；
传输电感Ls的另一端与第七功率开关管S7的源极、第六功率开关管S6的漏极相连；
第一变压器T1次级侧的一端与传输电感Ls的一端相连；
第一变压器T1次级侧的另一端与钳位二极管D1的正极、钳位二极管D2的负极、倍压电容C1的一端、倍压电容C2的一端相连；
第三功率开关管S3的源极分别与第一功率开关管S1的漏极、第一变压器T1初级侧的一端相连；
第四功率开关管S4的源极分别与第二功率开关管S2的漏极、第一变压器T1初级侧的另一端相连；
第五功率开关管S5的源极分别与倍压电容C2的另一端、输出电容Co的另一端、高压端口VH的负极相连；
第六功率开关管S6的源极分别与第五功率开关管S5的漏极、钳位二极管D2的正极、飞跨电容Cf的另一端相连；
第七功率开关管S7的漏极分别与第八功率开关管S8的源极、钳位二极管D1的负极、飞跨电容Cf的一端相连；
第八功率开关管S8的漏极分别与倍压电容C1的另一端、输出电容Co的一端、高压端口VH的正极相连。
高增益三电平电流型双向DC/DC变换器控制方法，能量由端口VL流向端口VH时为正向模式，能量由端口VH流向端口VL时为反向模式，第一变压器T1初级侧与次级侧变比为1:1:n，第一功率开关管S1及第二功率开关管S2的导通占空比为D，第五功率开关管S5及第六功率开关管S6的导通占空比为0.5；第一功率开关管S1的驱动信号与第五功率开关管S5的驱动信号之间的移相比为φ，第五功率开关管S5的驱动信号与第六功率开关管S6的驱动信号之间的移相比为φ1。
本发明技术方案的进一步改进在于：正向模式下，第一功率开关管S1的驱动信号与第二功率开关管S2的驱动信号相位相差180°，第一功率开关管S1与第三功率开关管S3的驱动信号互补，第二功率开关管S2与第四功率开关管S4的驱动信号互补，第五功率开关管S5与第八功率开关管S8的驱动信号互补，第六功率开关管S6与第七功率开关管S7的驱动信号互补，正向电压增益为Gforward＝VH/VL＝n/(1-D)。
本发明技术方案的进一步改进在于：反向模式下，第一功率开关管S1的驱动信号与第二功率开关管S2的驱动信号相位相差180°，第一功率开关管S1与第三功率开关管S3的驱动信号互补，第二功率开关管S2与第四功率开关管S4的驱动信号互补，第五功率开关管S5与第八功率开关管S8的驱动信号互补，第六功率开关管S6与第七功率开关管S7的驱动信号互补，反向电压增益为Greverse＝VL/VH＝(1-D)/n。
与现有技术相比，本发明提供的高增益三电平电流型双向DC/DC变换器及其控制方法有益效果如下：
1.本发明提供高增益三电平电流型双向DC/DC变换器及其控制方法，该变换器与现有电流型变换器相比，低压侧采用推挽结构，高压侧采用半桥三电平倍压整流，具有更宽的输入电压范围和更大的电压增益。
2.本发明提供高增益三电平电流型双向DC/DC变换器及其控制方法，低压侧采用有源钳位策略，抑制开关管电压尖峰；低压侧的升压电感，有利于减小电流纹波。
3.本发明提供高增益三电平电流型双向DC/DC变换器及其控制方法，高压侧采用二极管及飞跨电容钳位的三电平结构，降低了功率开关管的电压应力，可以选取较低耐压的功率开关器件，从降低电路成本及开关损耗，同时提升变换器效率，使变换器可以应用在宽范围、高电压增益的场合。
4.本发明提供高增益三电平电流型双向DC/DC变换器及其控制方法，可实现高增益、能量双向流动、高压侧开关管低电压应力，适用于蓄电池、超级电容连接的可再生能源的储能系统中，具有良好的应用及推广前景。
附图说明
为了更清楚地说明本发明实施例或现有技术中的技术方案，下面将对实施例或现有技术描述中所需要使用的附图作简单地介绍，显而易见地，下面描述中的附图仅仅是本发明的一些实施例，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动的前提下，还可以根据这些附图获得其他的附图。
图1本发明的拓扑结构图。
图2正向模式下的拓扑结构图。
图3反向模式下的拓扑结构图。
图4正向模式下功率开关管的驱动波形。
图5反向模式下功率开关管的驱动波形。
图6正向模式下开关模态1的等效电路图。
图7正向模式下开关模态2的等效电路图。
图8正向模式下开关模态3的等效电路图。
图9正向模式下开关模态4的等效电路图。
图10正向模式下开关模态5的等效电路图。
图11正向模式下开关模态6的等效电路图。
图12正向模式下开关模态7的等效电路图。
图13正向模式下开关模态8的等效电路图。
图14反向模式下开关模态1的等效电路图。
图15反向模式下开关模态2的等效电路图。
图16反向模式下开关模态3的等效电路图。
图17反向模式下开关模态4的等效电路图。
图18反向模式下开关模态5的等效电路图。
图19反向模式下开关模态6的等效电路图。
图20反向模式下开关模态7的等效电路图。
图21反向模式下开关模态8的等效电路图。
图22正向升压模式下各器件的主要波形。
图23正向升压模式下实例仿真波形低压端口VL示意图。
图24正向升压模式下实例仿真波形高压端口VH示意图。
图25正向升压模式下实例仿真波形升压电感L的电流IL示意图。
图26反向降压模式下实例仿真波形高压端口VH示意图。
图27反向降压模式下实例仿真波形低压端口VL示意图。
图28反向降压模式下实例仿真波形升压电感L的电流IL示意图。
具体实施方式
下面将通过具体实施方式对本发明的技术方案进行清楚、完整地描述。显然，所描述的实施例仅仅是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有作出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。
结合附图对本发明做进一步说明：
如图1所示：所述变换器包括第一功率开关管S1，第二功率开关管S2，第三功率开关管S3，第四功率开关管S4，第五功率开关管S5，第六功率开关管S6，第七功率开关管S7，第八功率开关管S8，升压电感L，传输电感Ls，钳位电容Cs，飞跨电容Cf，倍压电容C1，倍压电容C2，输入电容Ci，输出电容Co，钳位二极管D1，钳位二极管D2，第一变压器T1的初级绕组具有中间抽头，低压端口VL，高压端口VH；钳位电容Cs的一端分别与第三功率开关管S3的漏极、第四功率开关管S4的漏极相连；
钳位电容Cs的另一端分别与低压端口VL的负极、输入电容Ci的一端、第一功率开关管S1的源极、第二功率开关管S2的源极相连；
低压端口VL的正极与输入电容Ci的另一端、升压电感L一端相连；升压电感L的另一端与第一变压器T1初级侧的中间抽头相连；
升压电感L的另一端与第一变压器T1初级侧的中间抽头相连；
传输电感Ls的另一端与第七功率开关管S7的源极、第六功率开关管S6的漏极相连；
第一变压器T1次级侧的一端与传输电感Ls的一端相连；
第一变压器T1次级侧的另一端与钳位二极管D1的正极、钳位二极管D2的负极、倍压电容C1的一端、倍压电容C2的一端相连；
第三功率开关管S3的源极分别与第一功率开关管S1的漏极、第一变压器T1初级侧的一端相连；
第四功率开关管S4的源极分别与第二功率开关管S2的漏极、第一变压器T1初级侧的另一端相连；
第五功率开关管S5的源极分别与倍压电容C2的另一端、输出电容Co的另一端、高压端口VH的负极相连；
第六功率开关管S6的源极分别与第五功率开关管S5的漏极、钳位二极管D2的正极、飞跨电容Cf的另一端相连；
第七功率开关管S7的漏极分别与第八功率开关管S8的源极、钳位二极管D1的负极、飞跨电容Cf的一端相连；
第八功率开关管S8的漏极分别与倍压电容C1的另一端、输出电容Co的一端、高压端口VH的正极相连。
本发明所述变换器控制方法：
定义能量由端口VL流向端口VH时为正向模式，能量由端口VH流向端口VL时为反向模式，第一变压器T1初级侧与次级侧变比为1:1:n，第一功率开关管S1及第二功率开关管S2的导通占空比为D，第五功率开关管S5及第六功率开关管S6的导通占空比为0.5；第一功率开关管S1的驱动信号与第五功率开关管S5的驱动信号之间的移相比为φ，第五功率开关管S5的驱动信号与第六功率开关管S6的驱动信号之间的移相比为φ1；
正向模式下，第一功率开关管S1的驱动信号与第二功率开关管S2的驱动信号相位相差180°，第一功率开关管S1与第三功率开关管S3的驱动信号互补，第二功率开关管S2与第四功率开关管S4的驱动信号互补，第五功率开关管S5与第八功率开关管S8的驱动信号互补，第六功率开关管S6与第七功率开关管S7的驱动信号互补，正向电压增益为Gforward＝VH/VL＝n/(1-D)；
反向模式下，第一功率开关管S1的驱动信号与第二功率开关管S2的驱动信号相位相差180°，第一功率开关管S1与第三功率开关管S3的驱动信号互补，第二功率开关管S2与第四功率开关管S4的驱动信号互补，第五功率开关管S5与第八功率开关管S8的驱动信号互补，第六功率开关管S6与第七功率开关管S7的驱动信号互补，反向电压增益为Greverse＝VL/VH＝(1-D)/n；
A1、在正向升压模式下，变换器工作在以下八种模态：
A1-1)功率开关管S1，S2，S7，S8同时导通模态，如图6所示；
A1-2)功率开关管S1，S4，S7，S8同时导通模态，如图7所示；
A1-3)功率开关管S1，S4，S5，S7同时导通模态，如图8所示；
A1-4)功率开关管S1，S4，S5，S6同时导通模态，如图9所示；
A1-5)功率开关管S1，S2，S5，S6同时导通模态，如图10所示；
A1-6)功率开关管S2，S3，S5，S6同时导通模态，如图11所示；
A1-7)功率开关管S2，S3，S6，S8同时导通模态，如图12所示；
A1-8)功率开关管S2，S3，S7，S8同时导通模态，如图13所示；
A2、在反向降压模式下，变换器工作在以下八种模态：
A2-1)功率开关管S1，S2，S5，S7同时导通模态，如图14所示；
A2-2)功率开关管S1，S2，S5，S6同时导通模态，如图15所示；
A2-3)功率开关管S1，S4，S5，S6同时导通模态，如图16所示；
A2-4)功率开关管S1，S4，S6，S8同时导通模态，如图17所示。
A2-5)功率开关管S1，S2，S6，S8同时导通模态，如图18所示；
A2-6)功率开关管S1，S2，S7，S8同时导通模态，如图19所示；
A2-7)功率开关管S2，S3，S7，S8同时导通模态，如图20所示；
A2-8)功率开关管S2，S3，S6，S7同时导通模态，如图21所示。
本发明对正向升压模式和反向降压模式两种情况下进行详细分析，进一步推导本发明变换器的输出与输入电压变比：
在正向升压模式时，第一功率开关管S1的驱动信号与第二功率开关管S2的驱动信号相位相差180°，第一功率开关管S1与第三功率开关管S3的驱动信号互补，第二功率开关管S2与第四功率开关管S4的驱动信号互补，第五功率开关管S5与第八功率开关管S8的驱动信号互补，第六功率开关管S6与第七功率开关管S7的驱动信号互补，其驱动信号波形如图4所示；根据电感L，Ls在一个周期的伏秒平衡，有如下关系：
VLD+(VL-VCS)(1-D)＝0 (1)
Figure BDA0003041970660000091
Figure BDA0003041970660000092
Figure BDA0003041970660000093
由公式(1)(2)(3)(4)得：
Figure BDA0003041970660000094
在反向降压模式时，第一功率开关管S1的驱动信号与第二功率开关管S2的驱动信号相位相差180°，第一功率开关管S1与第三功率开关管S3的驱动信号互补，第二功率开关管S2与第四功率开关管S4的驱动信号互补，第五功率开关管S5与第八功率开关管S8的驱动信号互补，第六功率开关管S6与第七功率开关管S7的驱动信号互补，其驱动信号波形如图5所示。根据电感L，Ls在一个周期的伏秒平衡，有如下关系：
VLD+(VL-VCS)(1-D)＝0 (6)
Figure BDA0003041970660000095
Figure BDA0003041970660000096
Figure BDA0003041970660000097
由公式(6)(7)(8)(9)得：
Figure BDA0003041970660000101
本发明的实施例中，仿真参数如下：低压端口VL为96V，高压端口VH为700V，变压器变比为：1:1:3，功率为3kW，开关频率50kHz。正向升压模式下，低压端口VL施加96V的电压源，高压端口VH获得700V的电压，图23、24是正向升压模式下的仿真波形，可得到7.3倍升压增益，体现了高增益特性；反向降压模式下，高压端口VH施加700V的电压源，低压端口VL获得96V的电压，可得到7.3倍降压增益，也体现了高增益特性，对应图26、27反向降压模式下的仿真波形。仿真实验结果与理论分析完全一致，说明了本发明的宽范围高增益三电平电流型DC/DC变换器及其控制方案的可行性和有效性。本发明的隔离型宽范围高增益双向DC/DC变换器既有较高的升压变比，又能使能量双向流动，功率开关器件承受的电压应力较小，是一种性能优越的双向DC/DC变换器。
本发明采用推挽三电平，低压侧采用推挽结构，高压侧采用半桥三电平结构，突出特点为：低压侧有源钳位抑制电压尖峰，升压电感储存能量，高压侧采用二极管及飞跨电容钳位，降低开关管应力。采用三电平技术，减小了功率开关管的电压应力。提出的拓扑结构可以实现高增益，其正向电压增益为Gforward＝VH/VL＝n/(1-D)；反向电压增益Greverse＝VL/VH＝(1-D)/n，功率开关器件承受的电压应力如下表1所示，功率开关管S1、S2、S3、S4承受较低的电压应力。
Figure BDA0003041970660000102
表1功率开关器件承受电压应力
以上所述的实施例仅仅是对本发明的优选实施方式进行描述，并非对本发明的范围进行限定，在不脱离本发明设计精神的前提下，本领域普通技术人员对本发明的技术方案做出的各种变形和改进，均应落入本发明装置权利要求书确定的保护范围内。

Claims (4)

1.高增益三电平电流型双向DC/DC变换器，具有双向变换功能，其特征在于，包括：钳位电容Cs的一端分别与第三功率开关管S3的漏极、第四功率开关管S4的漏极相连；
钳位电容Cs的另一端分别与低压端口VL的负极、输入电容Ci的一端、第一功率开关管S1的源极、第二功率开关管S2的源极相连；
低压端口VL的正极与输入电容Ci的另一端、升压电感L一端相连；
升压电感L的另一端与第一变压器T1初级侧的中间抽头相连；
传输电感Ls的另一端与第七功率开关管S7的源极、第六功率开关管S6的漏极相连；
第一变压器T1次级侧的一端与传输电感Ls的一端相连；
第一变压器T1次级侧的另一端与钳位二极管D1的正极、钳位二极管D2的负极、倍压电容C1的一端、倍压电容C2的一端相连；
第三功率开关管S3的源极分别与第一功率开关管S1的漏极、第一变压器T1初级侧的一端相连；
第四功率开关管S4的源极分别与第二功率开关管S2的漏极、第一变压器T1初级侧的另一端相连；
第五功率开关管S5的源极分别与倍压电容C2的另一端、输出电容Co的另一端、高压端口VH的负极相连；
第六功率开关管S6的源极分别与第五功率开关管S5的漏极、钳位二极管D2的正极、飞跨电容Cf的另一端相连；
第七功率开关管S7的漏极分别与第八功率开关管S8的源极、钳位二极管D1的负极、飞跨电容Cf的一端相连；
第八功率开关管S8的漏极分别与倍压电容C1的另一端、输出电容Co的一端、高压端口VH的正极相连。
2.高增益三电平电流型双向DC/DC变换器控制方法，其特征在于：能量由端口VL流向端口VH时为正向模式，能量由端口VH流向端口VL时为反向模式，第一变压器T1初级侧与次级侧变比为1:1:n，第一功率开关管S1及第二功率开关管S2的导通占空比为D，第五功率开关管S5及第六功率开关管S6的导通占空比为0.5；第一功率开关管S1的驱动信号与第五功率开关管S5的驱动信号之间的移相比为φ，第五功率开关管S5的驱动信号与第六功率开关管S6的驱动信号之间的移相比为φ1。
3.根据权利要求2所述高增益三电平电流型双向DC/DC变换器控制方法，其特征在于：正向模式下，第一功率开关管S1的驱动信号与第二功率开关管S2的驱动信号相位相差180°，第一功率开关管S1与第三功率开关管S3的驱动信号互补，第二功率开关管S2与第四功率开关管S4的驱动信号互补，第五功率开关管S5与第八功率开关管S8的驱动信号互补，第六功率开关管S6与第七功率开关管S7的驱动信号互补，正向电压增益为Gforward＝VH/VL＝n/(1-D)。
4.根据权利要求2所述高增益三电平电流型双向DC/DC变换器控制方法，其特征在于：反向模式下，第一功率开关管S1的驱动信号与第二功率开关管S2的驱动信号相位相差180°，第一功率开关管S1与第三功率开关管S3的驱动信号互补，第二功率开关管S2与第四功率开关管S4的驱动信号互补，第五功率开关管S5与第八功率开关管S8的驱动信号互补，第六功率开关管S6与第七功率开关管S7的驱动信号互补，反向电压增益为Greverse＝VL/VH＝(1-D)/n。
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