CN112003474A - 一种新型级联Buck-Boost高增益变换器 - Google Patents

一种新型级联Buck-Boost高增益变换器 Download PDF

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Abstract

本发明涉及一种新型级联Buck‑Boost高增益变换器，属于电力电子的技术领域，其包括第一功率开关管S 1，第二功率开关管S 2，第三功率开关管S 3，第四功率开关管S 4，第一升压电感L 1，第二升压电感L 2，升压电容C，输入电容C i ，输出电容C O ，输入端口V i ，输出端口V O 。本发明具有结构简单、成本低、低输入电流纹波、高增益、能量双向流动的非隔离型大功率双向DC/DC变换器及控制的效果。

Description

一种新型级联Buck-Boost高增益变换器
技术领域
本发明涉及一种新型级联Buck-Boost高增益变换器，属于电力电子的技术领域。
背景技术
微电网储能模块中的储能介质通常通过双向DC/DC变换器接入直流母线，进而实现直流母线侧和储能介质侧能量的双向流动。由于超级电容或蓄电池的输出电压远低于直流母线电压，因此需要一个电压增益比较高的直流变换器将超级电容或蓄电池的输出电压进行升高。目前使用最多的是利用变压器或耦合电感实现高增益，保证系统正常运行。但是，变压器或耦合电感存在体积大、成本高、效率低等一系列问题，例如，当升压比很高时变压器原副边耦合度低，这就必然导致个整体效率的降低。对于非隔离型变换器，为了满足高增益升压要求，传统Boost变换器需工作在接近于1的大占空比状态，但是，Boost变换器电路中元器件寄生电阻的存在，限制了它的升压增益；另外，当Boost变换器工作在接近于1的大占空比状态时，Boost变换器的效率较低。此外，Boost变换器的开关管电压应力钳位在输出电压，在高输出电压应用场合，需要选取高电压等级的开关管，从而增加了变换器电路成本和开关管的导通损耗，降低了变换器的效率。因此非隔离型高升压比双向DC/DC变换器受到越来越多的关注并迅速发展。
发明内容
本发明的目的是提供一种新型级联Buck-Boost高增益变换器，具有结构简单、成本低、低输入电流纹波、高增益、能量双向流动的非隔离型大功率双向 DC/DC变换器及控制的效果。
为了实现上述目的，本发明采用的技术方案是：
一种新型级联Buck-Boost高增益变换器，包括第一功率开关管S1，第二功率开关管S2，第三功率开关管S3，第四功率开关管S4，第一升压电感L1，第二升压电感L2，升压电容C，输入电容Ci，输出电容CO，输入端口Vi，输出端口 VO；
所述第三功率开关管S3的源极分别与第四功率开关管S4的漏极、第二升压电感L2的一端相连；所述第一升压电感L1的另一端分别与端口Vi的负极、升压电容C的一端、输入电容Ci的另一端相连；所述第二功率开关管S2的源极分别与第二升压电感L2的另一端、升压电容C的另一端相连；所述第四功率开关管 S4的漏极分别与第三功率开关管S3的源极、第二升压电感L2的一端相连；所述第四功率开关管S4的源极分别与输出电容CO的一端、输出端口VO的负极相连。
本发明技术方案的进一步改进在于：所述输入端口Vi的正极分别与第一功率开关管S1的漏极、第三功率开关管S3的漏极、输入电容Ci的一端相连。
本发明技术方案的进一步改进在于：所述第一功率开关管S1的源极分别与第二功率开关管S2的漏极、第一升压电感L1的一端相连。
本发明技术方案的进一步改进在于：所述升压电容C的另一端分别与第二功率开关管S2的源极、第二升压电感L2的另一端、输出电容CO的另一端、输出端口VO的正极相连。
本发明技术方案的进一步改进在于：具有能量由端口Vi流向端口VO的正向模式和能量由端口VO流向端口Vi时的反向模式。
由于采用了上述技术方案，本发明取得的技术效果有：
本发明分为两种模式，能量由端口Vi流向端口VO时为正向模式，能量由端口VO流向端口Vi时为反向模式。正向模式下，第一功率开关管S1与第三功率开关管S3的驱动信号相同，第二功率开关管S2与第四功率开关管S4的驱动信号相同，第一功率开关管S1与第二功率开关管S2的驱动信号互补，此时S1的导通占空比D>0.38，电路工作在升压模式，正向电压增益Gforward＝VO/Vi＝D/(1-D)2。
反向模式下，第一功率开关管S1与第三功率开关管S3的驱动信号相同，第二功率开关管S2与第四功率开关管S4的驱动信号相同，第一功率开关管S1与第二功率开关管S2的驱动信号互补，此时S1的导通占空比D<0.38，电路工作在降压模式，反向电压增益Greverse＝Vi/VO＝(1-D)2/D。
本发明的新型级联Buck-Boost变换器与传统半桥Buck-Boost级联变换器相比，电路工作在正向模式时输入端口电压Vi为前后两级Buck-Boost变换器供电，电路工作在反向模式时输出端口电压VO为前后两级Buck-Boost变换器供电，具有更大的电压增益，是一种可实现高增益的新型复合级联Buck-Boost变换器。
附图说明
图1是本发明的拓扑结构图；
图2本发明正向模式的拓扑结构图；
图3本发明反向模式的拓扑结构图；
图4是本发明正向模式下且占空比D>0.38时功率开关管的驱动波形；
图5是本发明反向模式下且占空比(1-D)<0.38时功率开关管的驱动波形；
图6是本发明正向模式下各开关模态的等效电路图；
图7是本发明反向模式下各开关模态的等效电路图；
图8是本发明正向升压模式下各器件主要波形；
图9是本发明输入端口电压Vi的正向模式下且占空比D为0.75时的仿真波形；
图10是本发明输出端口电压VO的正向模式下且占空比D为0.75时的仿真波形；
图11是本发明升压电容C的电压VC的正向模式下且占空比D为0.75时的仿真波形；
图12为本发明输出端口电压VO的反向模式下且占空比D为0.73时的仿真波形；
图13为本发明输入端口电压Vi的反向模式下且占空比D为0.73时的仿真波形；
图14为本发明升压电容C的电压VC的反向模式下且占空比D为0.73时的仿真波形；
图15是本发明不同占空D下的电压增益曲线。
具体实施方式
下面结合附图及具体实施例对本发明做进一步详细说明：
本发明公开了一种新型级联Buck-Boost高增益变换器，具有结构简单、成本低、低输入电流纹波、高增益、能量双向流动的非隔离型大功率双向DC/DC 变换器及控制的效果。本发明的变换器包括第一功率开关管S1，第二功率开关管S2，第三功率开关管S3，第四功率开关管S4，第一升压电感L1，第二升压电感L2，升压电容C，输入电容Ci，输出电容CO，输入端口Vi，输出端口VO。
如图1所示，本发明的变换器连接方式为：
输入端口Vi的正极分别与第一功率开关管S1的漏极、第三功率开关管S3的漏极、输入电容Ci的一端相连；第三功率开关管S3的源极分别与第四功率开关管S4的漏极、第二升压电感L2的一端相连；第一升压电感L1的另一端分别与端口Vi的负极、升压电容C的一端、输入电容Ci的另一端相连；第二功率开关管 S2的源极分别与第二升压电感L2的另一端、升压电容C的另一端相连.
第四功率开关管S4的漏极分别与第三功率开关管S3的源极、第二升压电感 L2的一端相连；第四功率开关管S4的源极分别与输出电容CO的一端、输出端口 VO的负极相连；第一功率开关管S1的源极分别与第二功率开关管S2的漏极、第一升压电感L1的一端相连；升压电容C的另一端分别与第二功率开关管S2的源极、第二升压电感L2的另一端、输出电容CO的另一端、输出端口VO的正极相连。
本发明的变换器的控制方法有两种：能量由端口Vi流向端口VO时为正向模式，能量由端口VO流向端口Vi时为反向模式，第一功率开关管S1的导通占空比为D。正向模式下，第一功率开关管S1与第三功率开关管S3的驱动信号相同，第二功率开关管S2与第四功率开关管S4的驱动信号相同，第一功率开关管S1与第二功率开关管S2的驱动信号互补，此时S1的导通占空比D>0.38，电路工作在升压模式，正向电压增益Gforward＝VO/Vi＝D/(1-D)2。
反向模式下，第一功率开关管S1与第三功率开关管S3的驱动信号相同，第二功率开关管S2与第四功率开关管S4的驱动信号相同，第一功率开关管S1与第二功率开关管S2的驱动信号互补，此时S1的导通占空比D<0.38，电路工作在降压模式，反向电压增益Greverse＝Vi/VO＝(1-D)2/D。
本发明变换器在正反向模式下分为升压模式和降压模式两种情况。
如图6所示：
A1、在正向升降压模式下，变换器工作在以下两种模态：
A1-1)功率开关管S1，S3同时导通模态；
A1-2)功率开关管S2，S4同时导通模态；
如图7所示；
A2、在反向升降压模式下，变换器工作在以下两种模态：
A2-1)功率开关管S2，S4同时导通模态；
A2-2)功率开关管S1，S3同时导通模态。
本实施例的具体实施方式：
正向升压模式工作模式如图2所示，输入端口Vi接入电压源，输出端口VO接入电阻，开关管S1，S3为主开关管，第一功率开关管S1与第三功率开关管S3的驱动信号相同，第二功率开关管S2与第四功率开关管S4的驱动信号相同，第一功率开关管S1与第二功率开关管S2的驱动信号互补，其驱动信号波形如图4 所示。在不同时段内各电感的端电压如表1所示：
表1正向升压模式不同时段内各电感的端电压
Figure 1
根据伏秒平衡，L1，L2在整个周期内有如下关系：
Figure BDA0002667659980000062
Figure BDA0002667659980000063
由公式(1)(2)得：
Figure BDA0002667659980000064
Figure BDA0002667659980000065
反向降压模式工作模式如图3所示，输出端口VO接入电压源，输入端口Vi接入电阻，开关管S2，S4为主开关管，第一功率开关管S1与第三功率开关管S3的驱动信号相同，第二功率开关管S2与第四功率开关管S4的驱动信号相同，第一功率开关管S1与第二功率开关管S2的驱动信号互补，其驱动信号波形如图5 所示。在不同时段内各电感的端电压如表2所示：
表2反向降压模式不同时段内各电感的端电压
Figure 2
根据伏秒平衡，L1，L2在整个周期内有如下关系：
Figure BDA0002667659980000067
Figure BDA0002667659980000068
由公式(5)(6)得：
Figure BDA0002667659980000069
Figure BDA0002667659980000071
本发明的实施例中，正向升压模式下，输入端口Vi施加100V的电压源，输出端口VO获得1200V的电压，开关频率为50kHz，图9、图10和图11是占空比为0.75情况下的仿真波形，可得到12倍升压增益，体现了高增益特性；反向降压模式下，输出端口VO施加1000V的电压源，输入端口Vi获得100V的电压，可得到10倍降压增益，也体现了高增益特性，开关频率为50kHz，对应图12、图13和图14占空比为0.73情况下的仿真波形。
仿真实验结果与理论分析一致，说明了本发明的高增益新型级联Buck-Boost 变换器及其控制方案的可行性和有效性。本发明的非隔离型高增益双向DC/DC 变换器既有较高的增益，又能使能量双向流动，而且单向既可以升压，又可以降压，是一种性能优越的DC/DC变换器。
本发明通过升压电容C把两级Buck-Boost复合级联在一起，突出特点为：无论正反向模式，接入的电压源与升压电容C同时为第二升压电感L2充电储能，且升压电容C串联在两个端口中间，使输入端与输出端不共地。提出的拓扑结构可以实现高增益，其正向电压增益为Gforward＝VO/Vi＝D/(1-D)2，D为功率开关管 S1的占空比；反向电压增益Greverse＝Vi/VO＝(1-D)2/D。功率开关器件承受的电压应力如表3所示。本发明电压增益与占空比D的关系如图15所示。
表3功率开关器件承受电压应力
Figure BDA0002667659980000072
本具体实施方式的实施例均为本发明的较佳实施例，并非依此限制本发明的保护范围，故：凡依本发明的结构、形状、原理等所做的等效变化，均应涵盖于本发明的保护范围之内。

Claims (5)

1.一种新型级联Buck-Boost高增益变换器，其特征在于：包括第一功率开关管S 1，第二功率开关管S 2，第三功率开关管S 3，第四功率开关管S 4，第一升压电感L 1，第二升压电感L 2，升压电容C，输入电容C i ，输出电容C O ，输入端口V i ，输出端口V O ；
所述第三功率开关管S 3的源极分别与第四功率开关管S 4的漏极、第二升压电感L 2的一端相连；所述第一升压电感L 1的另一端分别与端口V i 的负极、升压电容C的一端、输入电容C i 的另一端相连；所述第二功率开关管S 2的源极分别与第二升压电感L 2的另一端、升压电容C的另一端相连；所述第四功率开关管S 4的漏极分别与第三功率开关管S 3的源极、第二升压电感L 2的一端相连；所述第四功率开关管S 4的源极分别与输出电容C O 的一端、输出端口V O 的负极相连。
2.根据权利要求1所述的一种新型级联Buck-Boost高增益变换器，其特征在于：所述输入端口V i 的正极分别与第一功率开关管S 1的漏极、第三功率开关管S 3的漏极、输入电容C i 的一端相连。
3.根据权利要求2所述的一种新型级联Buck-Boost高增益变换器，其特征在于：所述第一功率开关管S 1的源极分别与第二功率开关管S 2的漏极、第一升压电感L 1的一端相连。
4.根据权利要求3所述的一种新型级联Buck-Boost高增益变换器，其特征在于：所述升压电容C的另一端分别与第二功率开关管S 2的源极、第二升压电感L 2的另一端、输出电容C O 的另一端、输出端口V O 的正极相连。
5.根据权利要求1-4任一项所述的一种新型级联Buck-Boost高增益变换器，其特征在于：具有能量由端口V i 流向端口V O 的正向模式和能量由端口V O 流向端口V i 时的反向模式。
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