CN113037085A - 一种多端口网格形模块化的多电平直流变换器 - Google Patents

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    • H02M3/1582—Buck-boost converters

Abstract

本发明提供的一种多端口网格形模块化多电平直流变换器，采用完全相同非隔离的DC‑DC变换器模块进行同级并联，不同级的DC‑DC变换器输出端依次串联的连接方式，选用Buck‑Boost模块作为单个DC‑DC变换器模块，多端口变换器普遍存在端口间较强的耦合作用，因此每一个DC‑DC变换器进一步包括有各自的控制回路，可以实现多端口的解耦控制。变换器中的模块具有完全相同的电路结构和电气参数，可实现标准化生产和组装，并且可以实现模块间的均流和均压。多端口网格形模块化的多电平直流变换器拓扑结构在满足端口特性要求及器件电压、电流应力均衡分布的基础上，实现网格结构中模块数量的最小化填充的最优化设计，可以实现端口数量、电压等级、功率容量的灵活扩充。

Description

一种多端口网格形模块化的多电平直流变换器
技术领域
本发明属于本发明涉及电力系统输配电领域，具体涉及一种多端口网格形模块化的多电平直流变换器。
背景技术
新型能源是一种可持续发展的能源，分布式新能源发电作为区别与传统能源的发电方式，虽然可以实现发现但是具有明显的间歇性，且电压等级多，功率波动大，需要通过中低压直流电网对多个电源与负载进行有效互联，实现能量的优化配置。而多端口DC/DC变换器(Multiple Port DC/DC Converter，MPC)可快速实现不同电压、不同内阻的电源与负载间的功率匹配，有效降低电网中变换器的使用数量，便于电压与功率的集中控制与调配，可以实现中低压直流系统多端能量交互控制。
MPC可分为隔离型和非隔离型两大类，隔离型MPC通常使用高频变压器实现端口间的电气隔离。然而，高频变压器的漏感和偏磁会引起开关器件过大的电压尖峰，增大器件的电流电压应力，而且高频变压器的复杂结构，会增大变换器体积，降低效率。非隔离型MPC取消了高频变压器，减少了交直流变换环节，有效简化了结构，降低了体积和成本，效率相对较高。针对采用非隔离型MPC实现分布式新能源的互联，基本可以分为公用母线型MPC、电感复用型MPC以及开关电容型MPC三类。公用母线型MPC 不足之处在于电路相互独立造成器件使用数量较多，利用率低，开关器件应力分布不均；器件复用MPC仍然没有解决器件电压、电流应力分布不均且部分器件应力过高的问题。开关电容型MPC网络各级电容电压无法独立控制，且电容间的充放电过程为直接并联，会产生较大的电流尖峰和器件损耗。
现有技术中非隔离型MPC由于受器件应力、拓扑结构的限制，在一定程度上无法满足分布新能源发电等中低压直流系统在端口数量、电压等级、功率容量上的快速发展需求，无法形成高效的、可灵活拓展的模块化拓扑及控制方法。
发明内容
为了解决现有技术中存在的上述问题，本发明提供一种多端口网格形模块化的多电平直流变换器。本发明要解决的技术问题通过以下技术方案实现：
本发明提供的一种多端口网格形模块化的多电平直流变换器包括：多级组合电路，所述多级组合电路呈现网格结构，每一级组合电路由多个相互并联的Buck-Boost模块，每个Buck-Boost模块包括4个连接端，第一级组合电路中的每个Buck-Boost模块的第一端分别连接一个接地电容正端，每个接地电容的负端与第一级组合电路中每个Buck-Boost模块的第二端相连后接入电源地，相邻级的组合电路中相同位置处的Buck-Boost模块之间串联，每级组合电路的Buck-Boost模块的第三端用于输入、输出或能量存储端口。
可选的，所述Buck-Boost模块包括：电容、电感、第一开关管以及第二开关管，电容的正端为该Buck-Boost模块的第三端，电容的正端与第一开关管的第一端相连，电容的负端为该Buck-Boost模块的第四端以及第一端，电容的负端与电感的一端相连，电感的第二端与第一开关管的第二端相连，电感的另一端与第二开关管的第一端相连，第二开关管的第二端为该 Buck-Boost模块的第二端。
可选的，所述多组合电路的级数为N，每一级多组合电路中的 Buck-Boost模块个数为bN，第n-1级组合电路中第bi个Buck-Boost模块的第三端与第n级组合电路中第bi个Buck-Boost模块的第一端相连，第n-1级组合电路中第bi个Buck-Boost模块的第四端与第n级组合电路中第bi个Buck-Boost 模块的第二端相连。
可选的，所述第一开关管以及第二开关管为MOS管，所述第一开关管的栅极以及第二开关管的栅极输入解耦控制算法装置输出的驱动信号，所述Buck-Boost模块的第四端输入所述解耦控制算法装置输出的经过处理后的控制信号。
可选的，每级组合电路中存在与其他级组合电路Buck-Boost模块的个数不相同的组合电路，该级组合电路中Buck-Boost模块的个数与各级组合电路中电流应力分布相关。
本发明提供的一种多端口网格形模块化多电平直流变换器，完全相同非隔离的DC-DC变换器模块进行同级并联，不同级的DC-DC变换器输出端依次串联的连接方式，选用Buck-Boost模块作为单个DC-DC变换器模块，多端口变换器普遍存在端口间较强的耦合作用，因此每一个DC-DC变换器进一步包括有各自的控制回路，可以实现多端口的解耦控制。变换器中的模块具有完全相同的电路结构和电气参数，可实现标准化生产和组装，并且可以实现模块间的均流和均压。多端口网格形模块化的多电平直流变换器拓扑结构在满足端口特性要求及器件电压、电流应力均衡分布的基础上，实现网格结构中模块数量的最小化填充的最优化设计，可以实现端口数量、电压等级、功率容量的灵活扩充。
以下将结合附图及实施例对本发明做进一步详细说明。
附图说明
图1是本发明提供的一种多端口网格形模块化的多电平直流变换器的应用场景示意图；
图2是本发明实施例提供的一种多端口网格形模块化的多电平直流变换器的结构示意图；
图3是本发明实施例提供的Buck-boost模块的电路结构图；
图4a是本发明实施例提供的两层结构三个模块在第一种开关状态下的电流流向图；
图4b是本发明实施例提供的两层结构三个模块的在第二种开关状态下的电流流向图；
图5是本发明实施例提供的多端口网格形模块化多电平直流变换器控制系统框图；
图6为本发明提供的变换器在Boost模式下定电压控制的仿真波形图；
图7为本发明提供的变换器的第一级组合电路在采用间隔控制策略下和没有采用间隔控制策略下输出电压波形图。
具体实施方式
下面结合具体实施例对本发明做进一步详细的描述，但本发明的实施方式不限于此。
实施例一
本发明提供的一种多端口网格形模块化的多电平直流变换器的应用场景如图1所示，可以是新能源领域、家用电器等等。应用场景例如：风力发电、光伏发电、智能家居、电动汽车等等。
可以理解，目前新能源事业不断发展，风力发电和光伏发电就是可再生新能源，但是新能源发电具有间歇性和波动性缺点，利用蓄电池等储能装置的充放电特性能够对新能源发电起到削峰填谷的作用，使得系统整体输出可靠稳定的电能，改善电能质量。而在如今的家用电器以及IT产品，大多数都是工作在直流状态下的，例如直流变频空调，把50Hz工频交流电源转换为直流电源，并送至功率模块主电路，直流变频空调器没有逆变环节，在这方面比交流变频更加省电，因此在许多家用电器以及IT产品均配有交直流转换器，还有在一些电动汽车里面使用主供电源系统，其他各种负载等元件均需要使用直流电，具体的使用范围如图7所示。
如图2所示，本发明提供的一种多端口网格形模块化的多电平直流变换器，包括：多级组合电路，所述多级组合电路呈现网格结构，每一级组合电路由多个相互并联的Buck-Boost模块，每个Buck-Boost模块包括4个连接端，第一级组合电路中的每个Buck-Boost模块的第一端分别连接一个接地电容正端，每个接地电容的负端与第一级组合电路中每个Buck-Boost模块的第二端相连后接入电源地，相邻级的组合电路中相同位置处的Buck-Boost模块之间串联，每级组合电路的Buck-Boost模块的第三端用于输入、输出或能量存储端口。
参考图2，图2为本发明提供的一种多端口网格形模块化的多电平直流变换器的拓扑图，本发明提供的一种多端口网格形模块化的多电平直流变换器是基于Buck-Boost模块电路构建的，包括多级组合电路，组合共有N级串联级数，N级组合电路中第一列Buck-Boost模块电路表示为 [1,1],[2,1][3,1]……[N,1]，N级组合电路中第N列Buck-Boost模块电路表示为 [1,1],[2,1][3,1]……[N,bn]，每一级组合电路由N个Buck-Boost模块电路并联而成。每一级Buck-Boost模块电路个数根据实际情况变更，可以相同也可以不同每一级有一个输入端，多电平直流变换器由n+1个可控电压节点组成，分别为v[0],v[1],v[2]……v[n]，这些电压节点可用作输入，输出或能量存储端口，模块电压的共享是转换器结构所固有的，因为在n行模块之间共享了电压应力v[n]。在特定的行k上，任意数量的模块可以并联连接以适应均流，每一级有bN个功率模块并联，分别为功率模块[N,1],[N,2],[N,3]……[N,bN]，其中，b1,b2,b3……bN分别根据各级的电流应力分布进行调整优化，可不相等。每一列设置一个接地电容，分别为
Figure BDA0002938344120000061
电容负极一端接地，正极一端接电路，通过交流，隔断直流起到滤波作用。
本发明提供的一种多端口网格形模块化多电平直流变换器，完全相同非隔离的DC-DC变换器模块进行同级并联，不同级的DC-DC变换器输出端依次串联的连接方式，选用Buck-Boost模块作为单个DC-DC变换器模块，多端口变换器普遍存在端口间较强的耦合作用，因此每一个DC-DC变换器进一步包括有各自的控制回路，可以实现多端口的解耦控制。变换器中的模块具有完全相同的电路结构和电气参数，可实现标准化生产和组装，并且可以实现模块间的均流和均压。多端口网格形模块化的多电平直流变换器拓扑优化与参数设计是为了在满足端口特性要求及器件电压、电流应力均衡分布的基础上，实现网格结构中模块数量的最小化填充及参数的最优化设计，实现了端口数量、电压等级、功率容量的灵活扩充。
实施例二
在一种实施例中，本发明中的Buck-Boost模块包括：电容、电感、第一开关管以及第二开关管，电容的正端为该Buck-Boost模块的第三端，电容的正端与第一开关管的第一端相连，电容的负端为该Buck-Boost模块的第四端以及第一端，电容的负端与电感的一端相连，电感的第二端与第一开关管的第二端相连，电感的另一端与第二开关管的第一端相连，第二开关管的第二端为该Buck-Boost模块的第二端。
如图3所示，Buck-boost电路含有一个电容C[k,j],一个电感L[k,j]以及两个开关管S1[k,j],S2[k,j]，电容电感分别并联在电源vC[k]正负极两端，在S1[k,j]开通时，电流i一部分由电源vC[k]正极流出，流过电容C[k,j]再流向电源负极；另一部分由电源vC[k]正极流经电感L[k,j]再流过开关管S1[k,j]最终流向电源负极。在S1[k,j]处于断态S2[k,j]处于通态时，电流由电感L[k,j]流出，流经S2[k,j]后流出。
由于Buck-boost模块电路结构简单，易于控制，采用Buck-boost模块电路构建网格形模块化的多电平直流变换器可以使得变换器控制效果更佳。
实施例三
在一种实施例中，所述多组合电路的级数为N，每一级多组合电路中的 Buck-Boost模块个数为bN，第n-1级组合电路中第bi个Buck-Boost模块的第三端与第n级组合电路中第bi个Buck-Boost模块的第一端相连，第n-1级组合电路中第bi个Buck-Boost模块的第四端与第n级组合电路中第bi个Buck-Boost 模块的第二端相连。
当然，每级组合电路中也可以存在与其他级组合电路Buck-Boost模块的个数以不相同的组合电路，该级组合电路中Buck-Boost模块的个数与各级组合电路中电流应力分布相关。
为了便于分析本发明提供的变换器的工作原理，下面选择了两层结构三个模块作为要分析的拓扑，所有讨论都可以适当地扩展到N级配置。在升压模式下配置的两级多端口网格形模块化多电平直流变换器如图4a-图4b所示所示。图4a-图4b表示出了在非交错操作下的两级升压多端口网格形模块化多电平直流变换器的开关状态和相应的电流方向。
在状态1中，开关Sa[1,1]，Sa[1,2]，Sa[2,1]接通，而开关 Sb[1,1]，Sb[1,2]，Sb[2,1]断开。在这种状态下，模块的电感器L[1,1],L[1,2],L[2,1]通电，使各个电感储存能量，此时电流为i1，方向如图4a所示。第一行模块的电感器L[1,1],L[2,1]从输入电压源vi通电，第二行模块的电感器L[2,1]通过第一行模块的电容器C[1,1],C[1,2]通电。同时电容C维持输出电压基本恒定并向负载Ro供电。
相反在状态2中开关Sa[1,1]，Sa[1,2]，Sa[2,1]断开，而开关 Sb[1,1]，Sb[1,2]，Sb[2,1]接通。在这种状态下，电感L中储存的能量向负载和电容器释放，每个模块的电感器都在将能量传递到相应模块的电容器。在这种状态下，模块电感器L[1,1]经过Sb[1,1]向C[1,1]供电，模块电感器L[1,2]向电容C[1,2]供电，模块电感器L[2,1]向电容C[2,1]以及负载Ro供电，电流方向如图 4b所示。
拓扑配置为一般的N级结构，拓扑的模块由上述Buck-boost转换器构成，本发明通过串联或者并联相同的模块来控制施加在其组件上的电压和电流应力的能力。拓扑是双向的，因此高端电压(VHV)和低端电压(VLV) 可以很容易的用作输入和输出。在多端口网格形模块化多电平直流变换器的网格形模块化结构中，网格的纵向结构决定了电压应力的分布，网格的横向结构决定了电流应力的分布。因此，在保证器件应力均衡分布的条件下，实现串联级数(N)和并联模块数量(bN)的最优化，是多端口网格形模块化多电平直流变换器结构优化的关键。由图1中可以得出，网格形结构中的电压应力分布可表示为：
Figure BDA0002938344120000091
其中，VC[k]为第k级模块电容电压，V[k]为第k级端口对地电压。
由电路分析可以得出，在并联模块实现均流的条件下，第k级电路总电流应力Ik与第k至第n及的端口电流I[k]～I[n]、相邻模块的电流应力IL[k+1]及占空比D[k+1]有关，根据电流基尔霍夫定理，网格形模块化结构中各级电流应力的分布可表示为：
Figure BDA0002938344120000092
综合考虑纹波要求及现有器件功率容量，合理选择器件占空比的工作范围(额定功率下占空比一般选取接近0.5)，可以确保模块中器件拥有较高利用率，并处于最佳工况。为了简化分析，可应用以下假设：
1)占空比D[k,j]＝D[k]，模块电流应力IL[k,j]＝IL[k]，模块电感L[k,j]＝L，模块电容C[k,j]＝C，RL[k,j]＝RL，RON[k,j]＝RON，其中RL和RON分别是电感器和晶体管的内部电阻；
2)模块的开关Sa和Sb均为有源类型；
3)在稳态下，所有并联模块均以相同的工作方式工作点。
假设模块在最佳工况下的功率为P[k]，占空比为D[k],则模块的电流应力 IL[k]可表示为：
Figure BDA0002938344120000093
因此，各级模块的最优并联数量bk可表示为：
Figure BDA0002938344120000101
一般情况下，模块的拓扑不限于图中的布置，而是存在其他配置，此外，可以是在任何行上并联连接更多或更少的模块，在本发明按照以上的配置，转换器可以轻松实现模块之间相等的电压和电流共享。基于得出的模块的电流、电压应力以及功率P[k]，可以进一步开展Buck-boost模块电路的器件参数设计及优化工作。
在同级模块间采用交错并联工作模式(Interleaved Mode)，可以有效的降低变换器输入和输出侧电流及电压的纹波，改善端口特性。由于拓扑中各模块采用了电流临界连续或断续工作模式，模块的电流的纹波较大。随着拓扑中级数增加，纹波将更加严重。为了降低纹波，在拓扑的每级模块间引入交错并联结构，即将每级中各模块的开关管控制信号相位相错一个固定的角度。同级模块间采用交错并联模式(Interleaved Mode)可有效克服其输出纹波较大的缺陷，并通过合理的线性化方法，建立系统信号模型，获得变换器端口间耦合作用的内在函数关系，推导解耦控制矩阵，设计电压，功率解耦控制算法，最终总结并提出多端口网格形模块化多电平直流变换器控制系统的通用设计思路及方法。
实施例四
在本发明一种实施例中，所述第一开关管以及第二开关管为MOS管，所述第一开关管的栅极以及第二开关管的栅极输入解耦控制算法装置输出的驱动信号，所述Buck-Boost模块的第四端输入所述解耦控制算法装置输出的经过处理后的控制信号。
如图5所示，图5为多端口网格形模块化多电平直流变换器的控制系统框图。在图5中电容电压VC[k]与端口电流i[k]之间存在很高的耦合关系。因此在控制系统设计及算法研究中须充分考虑这种耦合关系，实现解耦控制。其中VC[k]为电容C[k]电压，
Figure BDA0002938344120000111
为电容C[k]电压控制信号，iL[k]为模块电感L[k]电流，i[k]为第k端端口电流，d[k]为动态占空比，
Figure BDA0002938344120000112
为电容C[k]电压参考信号，g[k]、g′[k]为开关S1[k]、S2[k]的驱动信号，
Figure BDA0002938344120000113
为电感L[k]电流参考信号，
Figure BDA0002938344120000114
可由
Figure BDA0002938344120000115
获得。
选择了一个Buck-boost模块作为要分析的拓扑，以下分析扩展到N级配置，实现原理如下所述：
由比较元件比较输入量电容电压VC[k]和电容C[k]电压参考信号
Figure BDA0002938344120000116
将比较结果经过串联的PIvc比例-积分校正装置，以改善系统性能或特性，然后输出校正后的参数给被控量
Figure BDA0002938344120000117
电容C[k]电压控制信号
Figure BDA0002938344120000118
经过解耦控制算法装置处理后，输入到下一个比较元件中与模块电感L[k]的电流iL[k]进行比较，比较完成后经过串联的PIiL进行数据校正，校正后的数据传输给 PWM脉宽调制后最终将信号送至开关S1[k]、S2[k]的驱动信号g[k]、g′[k]，以达到对整体的动态性能的提升。
控制系统中，模块电流内环通过调节各并联模块的占空比实现电流应力的均衡分布。电容电压外环用以控制各端口电压，并向电感电流内环生成电流参考信号
Figure BDA0002938344120000119
根据控制框图，可以获得以下关系：
Figure BDA00029383441200001110
其中，T即为第N级多端口网格形模块化多电平直流变换器在升压模式下端口电压的解耦控制矩阵，假设一共有3级网格形模块化多电平直流变换器，各级电路仅含有一个功率模块，单端输入多端输出，则得到T为以下矩阵：
Figure BDA0002938344120000121
可以理解，在同级模块间采用交错并联工作模式(Interleaved Mode)，可以有效的降低变换器输入和输出侧电流及电压的纹波，改善端口特性。由于拓扑中各模块采用了电流临界连续或断续工作模式，模块的电流的纹波较大。随着拓扑中级数增加，纹波将更加严重。为了降低纹波，在拓扑的每级模块间引入交错并联结构，即将每级中各模块的开关管控制信号相位相错一个固定的角度。同级模块间采用交错并联模式(Interleaved Mode)可有效克服其输出纹波较大的缺陷，并通过合理的线性化方法，建立系统信号模型，获得变换器端口间耦合作用的内在函数关系，因此需要推导解耦控制矩阵，设计电压，功率解耦控制算法，最终总结并提出多端口网格形模块化多电平直流变换器控制系统的通用设计思路及方法。所提议的拓扑称为基于Buck-Boost模块电路的一种多端口网格形模块化多电平直流变换器，其结构不包含变压器结构，其结构呈现双向结构，使其适用于多种应用；并且不会遭受高峰值电流的困扰，拓扑提供了多个固定电压节点，可用作输入或输出。这使拓扑有资格作为多输入多输出转换器，并使其适合作为适用于各种电源系统架构的可扩展统一解决方案。
下面通过仿真试验验证本发明提供的多端口网格形模块化多电平直流变换器的各项性能。
为了验证基于Buck-Boost模块电路的多端口网格形模块化多电平直流变换器理论分析的可行性，在PSIM9.0系统环境下进行了建模仿真。首先，建立了一个模型，并对其在Boost模式下运行特点进行了仿真分析；仿真所用参数为：高压侧直流电网电压VHigh＝4kV,低压侧直流电网电压(VLow＝1 kV，模块的电压给定U＝1000V，开关频率f＝20kHz,额定功率P＝1MW,电压增益N＝4,串联电容Cn(n＝0,1,2,3)140μF,模块电感Ln,m(n＝1,2,3， m＝1,2,3)25μH。
在这里仅通过对变换器在定输出电压控制策略下的仿真验证可行性。图6所示为变换器在Boost模式下定电压控制时的仿真波形(Vin＝VLow＝1 kV；Vo＝VHigh＝4kV)。VC1和VC2分别为串联电容C1和C2上的电压，i1为第一级电路的电感电流之和，isub(1,1)、isub(1,2)、isub(1,3))分别为第一级模块(1,1)、 (1,2)、(1,3)的电感电流，VG(1,1,1)为开关管S(1,1,1)的驱动电压。由波形可以看出在就地模块控制器电压闭环的作用下电容C1和C2之间实现了较好的均压(VC1＝VC2)，并稳定在设定的1000V。此外，第一级中的三个模块实现了均流，即isub(1,1)、isub(1,2)、isub(1,3)的波形及大小完全相同。由于采用了交错并联结构，isub(1,1)、isub(1,2)、isub(1,3)的波形相位相差120°总电流 i1的纹波明显降低。图7所示为变换器第一级电路在采用间隔控制策略下和没有采用间隔控制策略下输出电压对比波形。在没有采用交错并联结构时输出电压纹波为1.5％，而采用交错并联结构时输出电压纹波下降至0.5％。
在本说明书的描述中，参考术语“一个实施例”、“一些实施例”、“示例”、“具体示例”、或“一些示例”等的描述意指结合该实施例或示例描述的具体特征、结构、材料或者特点包含于本发明的至少一个实施例或示例中。在本说明书中，对上述术语的示意性表述不必须针对的是相同的实施例或示例。而且，描述的具体特征、结构、材料或者特点可以在任何的一个或多个实施例或示例中以合适的方式结合。此外，本领域的技术人员可以将本说明书中描述的不同实施例或示例进行接合和组合。
尽管在此结合各实施例对本申请进行了描述，然而，在实施所要求保护的本申请过程中，本领域技术人员通过查看所述附图、公开内容、以及所附权利要求书，可理解并实现所述公开实施例的其他变化。在权利要求中，“包括”(comprising)一词不排除其他组成部分或步骤，“一”或“一个”不排除多个的情况。单个处理器或其他单元可以实现权利要求中列举的若干项功能。相互不同的从属权利要求中记载了某些措施，但这并不表示这些措施不能组合起来产生良好的效果。
以上内容是结合具体的优选实施方式对本发明所作的进一步详细说明，不能认定本发明的具体实施只局限于这些说明。对于本发明所属技术领域的普通技术人员来说，在不脱离本发明构思的前提下，还可以做出若干简单推演或替换，都应当视为属于本发明的保护范围。

Claims (5)

1.一种多端口网格形模块化的多电平直流变换器，其特征在于，所述多电平直流变换器包括：多级组合电路，所述多级组合电路呈现网格结构，每一级组合电路由多个相互并联的Buck-Boost模块，每个Buck-Boost模块包括4个连接端，第一级组合电路中的每个Buck-Boost模块的第一端分别连接一个接地电容正端，每个接地电容的负端与第一级组合电路中每个Buck-Boost模块的第二端相连后接入电源地，相邻级的组合电路中相同位置处的Buck-Boost模块之间串联，每级组合电路的Buck-Boost模块的第三端用于输入、输出或能量存储端口。
2.根据权利要求1所述的多电平直流变换器，其特征在于，所述Buck-Boost模块包括：电容、电感、第一开关管以及第二开关管，电容的正端为该Buck-Boost模块的第三端，电容的正端与第一开关管的第一端相连，电容的负端为该Buck-Boost模块的第四端以及第一端，电容的负端与电感的一端相连，电感的第二端与第一开关管的第二端相连，电感的另一端与第二开关管的第一端相连，第二开关管的第二端为该Buck-Boost模块的第二端。
3.根据权利要求2所述的多电平直流变换器，其特征在于，所述多组合电路的级数为N，每一级多组合电路中的Buck-Boost模块个数为bN，第n-1级组合电路中第bi个Buck-Boost模块的第三端与第n级组合电路中第bi个Buck-Boost模块的第一端相连，第n-1级组合电路中第bi个Buck-Boost模块的第四端与第n级组合电路中第bi个Buck-Boost模块的第二端相连。
4.根据权利要求2所述的多电平直流变换器，其特征在于，所述第一开关管以及第二开关管为MOS管，所述第一开关管的栅极以及第二开关管的栅极输入解耦控制算法装置输出的驱动信号，所述Buck-Boost模块的第四端输入所述解耦控制算法装置输出的经过处理后的控制信号。
5.根据权利要求1所述的多电平直流变换器，其特征在于，每级组合电路中存在与其他级组合电路Buck-Boost模块的个数不相同的组合电路，该级组合电路中Buck-Boost模块的个数与各级组合电路中电流应力分布相关。
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