CN116584015A - 一种直流变换器、控制方法、直流汇流箱及光伏发电系统 - Google Patents

一种直流变换器、控制方法、直流汇流箱及光伏发电系统 Download PDF

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Abstract

一种直流变换器、控制方法、直流汇流箱及光伏发电系统,涉及光伏发电技术领域。直流变换器包括三电平功率开关电路(201)、谐振电路(10)和控制器(202)；三电平功率开关电路(201)的输入端连接直流电源，三电平功率开关电路(201)的输出端的输出电压用于为谐振电路(10)充电；控制器(202)，用于对三电平功率开关电路(201)中的功率开关器件进行控制，以使谐振电路(10)以二分之一直流电压进行充电或放电时，一个功率开关器接入谐振电路(10)的电流回路，谐振电路(10)以直流电压进行充电或放电时，两个功率开关器接入谐振电路(10)的电流回路。利用该直流变换器，能够降低直流变换器中的功率开关器件在换流时所受的电压，提升了直流变换器的可靠性。

Description

一种直流变换器、控制方法、直流汇流箱及光伏发电系统 技术领域
本申请涉及光伏发电技术领域，尤其涉及一种直流变换器、控制方法、直流汇流箱及光伏发电系统。
背景技术
光伏发电是利用半导体界面的光生伏特效应，将光能转变为电能的一种技术。光伏发电系统通常包括光伏组串、功率变换器、交流配电设备等部分。光伏发电系统中应用的功率变换器主要包括直流变换器和光伏逆变器。传统的直流变换器普遍采用电感、变压器等磁性元件来传递能量，体积大、功率密度低，并且多工作在硬开关状态，开关损耗大、效率低。为了提升直流变换器的性能，各种新型变换器被不断提出。
参见图1，该图为一种采用两电平RSC电路的直流变换器的示意图。
图示直流变换器采用了谐振开关电容(Resonant Switched Capacitor，RSC)电路，通过谐振电路10(包括谐振电感和谐振电容)传递能量，不仅减小了直流变换器的体积，还使得功率开关器件工作在软开关状态，降低了开关损耗并提升了效率。该直流变换器的功率开关器件T1、T2互补导通。当T1导通、T2关断时，电容Cin对谐振电容Cr充电；当T2导通、T1关断时，谐振电容Cr对电容Cout充电。以上过程中功率开关器件T1和T2所承受的电压为直流变换器的直流输入电压，该电压较高，因此需要选择耐压规格较高的功率开关器件，降低了直流变换器的可靠性。
发明内容
本申请提供了一种直流变换器、控制方法、直流汇流箱及光伏发电系统，降低了功率开关器件所受的电压，提升了直流变换器的可靠性。
第一方面，本申请提供了一种直流变换器，直流变换器的输入端连接直流电压，三电平功率开关电路、谐振电路和控制器。三电平功率开关电路的输入端连接直流电源，三电平功率开关电路的输出端的输出电压用于为谐振电路充电。控制器用于对三电平功率开关电路中的功率开关器件进行控制，以使谐振电路以二分之一直流电压进行充电或放电时，一个功率开关器接入谐振电路的电流回路，谐振电路以直流电压进行充电或放电时，两个功率开关器接入谐振电路的电流回路。
本申请提供的直流变换器，采用谐振电路传递能量，三电平功率开关电路先对谐振电路进行充电，然后谐振电路对输出端进行放电。本申请提供的控制器通过控制三电平功率开关电路，以使谐振电路从放电向充电切换时，当充电电压等于直流电压的一半时，一个功率开关器接入谐振电路的电流回路，此时该功率开关器件所受的电压仅为直流电压的一半。当充电电压等于直流电压时，控制器控制两个功率开关器串联接入谐振电路的电流回路，因此每个功率开关器件所受的电压同样为直流电压的一半。谐振电路从充电向放电切换时，当谐振电路的放电电压为直流电压的一半时，先控制一个功率开关器接入谐振电路的电流回路，此时该功率开关器件所受的电压仅为直流电压的一半；当谐振电路放电电压为直流电压时，控制器控制两个串联的功率开关器件接入电流回路中，此时每个 功率开关器件所受的电压同样为放电电压的一半。
综上所述，利用本申请实施例提供的直流变换器，能够降低直流变换器中的功率开关器件在换流时所受的电压，提升了直流变换器的可靠性。
在一种可能的实现方式中，直流变换器还包括第一二极管、第二二极管和第一电容。三电平功率开关电路的第一输出端通过谐振电路连接第一二极管的阳极和第二二极管的阴极，功率开关电路的第二输出端连接第一二极管的阴极。第一二极管的阴极连接直流变换器的正输出端，第二二极管的阳极连接直流变换器的负输出端，第一电容并联在正输出端和负输出端之间。
谐振电路放电时，利用第一二极管和第二二极管将存储的电量转移至第一电容，以使第一电容为直流变换器输出端的负载供电。
在一种可能的实现方式中，三电平功率开关电路采用中点钳位型三电平变换电路的拓扑，三电平功率开关电路包括第一母线电容，第二母线电容、第三二极管、第四二极管和功率开关器件T1-T4。T1的第一端连接第一母线电容的第一端和三电平功率开关电路的第一输入端，T1的第二端连接T2的第一端和第三二极管的阴极，T2的第二端连接T3的第一端和三电平功率开关电路的第一输出端，T3的第二端连接第四二极管的阳极和T4的第一端，T4的第二端连接三电平功率开关电路的第二输出端、第二母线电容的第二端和三电平功率开关电路的第二输入端；第一母线电容的第二端连接第三二极管的阳极、第四二极管的阴极以及第二母线电容的第一端。
在一种可能的实现方式中，控制器先控制T4关断，第一预设时间后控制T2导通，第二预设时间后控制T3关断，第三预设时间后控制T1导通，以使谐振电路从放电向充电切换；先控制T1关断，第四预设时间后控制T3导通，第五预设时间后控制T2关断，第六预设时间后控制T4导通，以使谐振电路从充电向放电切换。
通过进行以上控制，谐振电路在进行充电和放电的切换过程中，每个功率开关器件所受的电压均不超过直流输入电压的一半。
在一种可能的实现方式中，三电平功率开关电路采用有源中点钳位型三电平变换电路的拓扑，三电平功率开关电路包括第一母线电容，第二母线电容和功率开关器件T1-T6。其中，T1的第一端连接第一母线电容的第一端和三电平功率开关电路的第一输入端，T1的第二端连接T2的第一端和T5的第一端，T2的第二端连接T3的第一端和三电平功率开关电路的第一输出端，T3的第二端连接T6的第二端和T4的第一端，T4的第二端连接三电平功率开关电路的第二输出端、第二母线电容的第二端和三电平功率开关电路的第二输入端；第一母线电容的第二端连接T5的第二端、T6的第一端以及第二母线电容的第一端。
在一种可能的实现方式中，控制器具体用于先控制T4关断，第一预设时间后控制T5关断且控制T6导通，第二预设时间后控制T3关断且控制T2导通，第三预设时间后控制T1导通，以使谐振电路从放电向充电；先控制T1关断，第四预设时间后控制T6关断且控制T5导通，第五预设时间后控制T2关断且控制T3导通，第六预设时间后控制T4导通，以使谐振电路从充电向放电切换。
通过进行以上控制，谐振电路在进行充电和放电的切换过程中，每个功率开关器件所 受的电压均不超过直流输入电压的一半。
在一种可能的实现方式中，第一预设时间等于第四预设时间，第二预设时间等于第五预设时间，第三预设时间等于第六预设时间。以上各预设时间的长度与功率开关器件的死区时间长度相关，死区时间长度与功率开关器件的规格相关，即对于中点钳位型三电平变换电路的拓扑，T1和T4采用相同规格的功率开关器件，T2和T3采用相同规格的功率开关器件，对于有源中点钳位型三电平变换电路的拓扑，还需T5和T6采用相同规格的功率开关器件。
在一些实现方式中，为了便于进行选型以及物料管理，所有功率开关器件的规格均相同，此时以上各预设时间的长度均相同。
在一种可能的实现方式中，谐振电路包括谐振电容和谐振电感，谐振电路的谐振频率大于或等于三电平功率开关电路的开关频率，即谐振电路的谐振周期小于功率开关器件的开关周期，以使功率开关器件的每个开关周期内，谐振电路足以完成一次充放电循环。
在一种可能的实现方式中，控制器还用于控制直流变换器的输出电压与直流电压的大小相同且方向相反。
第二方面，本申请还提供了一种直流汇流箱，该直流汇流箱包括最大功率点跟踪功能，该直流汇流箱包括以上实现方式提供的直流变换器，还包括第一直流-直流变换电路和第二直流-直流变换电路。其中，第一直流-直流变换电路和第二直流-直流变换电路的输入端用于连接不同的直流电源。第一直流-直流变换电路的正输出端连接直流汇流箱的正输出端，第一直流-直流变换电路的负输出端连接直流汇流箱的输出端口零点。第二直流-直流变换电路的正输出端连接直流变换器的正输入端，第二直流-直流变换电路的负输出端连接直流变换器的负输入端。直流变换器的正输出端连接直流汇流箱的输出端口零点，直流变换器的负输出端连接直流汇流箱的负输出端。
该直流汇流箱的直流变换器，采用谐振电路传递能量，不仅减小了直流变换器的体积，还可以使得功率开关器件工作在软开关状态，降低了开关损耗并提升了效率。此外，直流变换器的控制器通过控制三电平功率开关电路，能够降低直流变换器中的功率开关器件在换流时所受的电压，提升了直流变换器的可靠性。
在一种可能的实现方式中，第一直流-直流变换电路包括至少两路第一直流-直流变换子电路，至少两路第一直流-直流变换子电路的输入端用于连接不同的直流电源，至少两路第一直流-直流变换子电路的正输出端用于连接第一直流-直流变换电路的正输出端，至少两路第一直流-直流变换子电路的负输出端用于连接第一直流-直流变换电路的负输出端。
在一种可能的实现方式中，第二直流-直流变换电路包括至少两路第二直流-直流变换子电路，至少两路第二直流-直流变换子电路的输入端用于连接不同的直流电源，至少两路第二直流-直流变换子电路的正输出端用于连接第二直流-直流变换电路的正输出端，至少两路第二直流-直流变换子电路的负输出端用于连接第二直流-直流变换电路的负输出端。
在一种可能的实现方式中，第一直流-直流变换电路和第二直流-直流变换电路的输出电压相同。
在一种可能的实现方式中，控制器还用于对第一直流-直流变换电路和第二直流-直流变 换电路进行控制，即直流变化器的控制器、第一直流-直流变换电路和第二直流-直流变换电路的控制器集成在一起。
第三方面，本申请还提供了一种直流变换器的控制方法，应用于以上实现方式提供的直流变换器，该方法包括以下步骤：
控制三电平功率开关电路中的功率开关器件，以使谐振电路以二分之一直流电压进行充电或放电时，一个功率开关器接入谐振电路的电流回路，谐振电路以直流电压进行充电或放电时，两个功率开关器接入谐振电路的电流回路。
利用该控制方法能够使得直流变换器在换流时，功率开关器件所受电压为输入端的直流电压的一半，降低了功率开关器件所受的电压，提升了直流变换器的可靠性
在一种可能的实现方式中，三电平功率开关电路采用以上实现方式所述的中点钳位型三电平变换电路的拓扑，此时控制三电平功率开关电路中的功率开关器件，具体包括：
先控制T4关断，第一预设时间后控制T2导通，第二预设时间后控制T3关断，第三预设时间后控制T1导通，以使谐振电路从放电向充电切换；
以及先控制T1关断，第四预设时间后控制T3导通，第五预设时间后控制T2关断，第六预设时间后控制T4导通，以使谐振电路从充电向放电切换。
在一种可能的实现方式中，三电平功率开关电路采用有源中点钳位型三电平变换电路的拓扑，此时控制三电平功率开关电路中的功率开关器件，具体包括：
先控制T4关断，第一预设时间后控制T5关断且控制T6导通，第二预设时间后控制T3关断且控制T2导通，第三预设时间后控制T1导通，以使谐振电路从放电向充电；
以及先控制T1关断，第四预设时间后控制T6关断且控制T5导通，第五预设时间后控制T2关断且控制T3导通，第六预设时间后控制T4导通，以使谐振电路从充电向放电切换。
在一种可能的实现方式中，第一预设时间等于第四预设时间，第二预设时间等于第五预设时间，第三预设时间等于第六预设时间。以上各预设时间的长度与功率开关器件的死区时间长度相关，死区时间长度与功率开关器件的规格相关，即对于中点钳位型三电平变换电路的拓扑，T1和T4采用相同规格的功率开关器件，T2和T3采用相同规格的功率开关器件，对于有源中点钳位型三电平变换电路的拓扑，还需T5和T6采用相同规格的功率开关器件。
在一种可能的实现方式中，谐振电路的谐振频率大于或等于三电平功率开关电路的开关频率，即谐振电路的谐振周期小于功率开关器件的开关周期，以使功率开关器件的每个开关周期内，谐振电路可以完成一次充放电循环。
第四方面，本申请还提供了一种光伏发电系统，包括以上实现方式提供的直流汇流箱，还包括：光伏组串和光伏逆变器。其中，光伏组串包括至少一个光伏组件，光伏组串用于将光能转换为直流电，第一直流-直流变换电路和第二直流-直流变换电路的输入端分别连接至少一个光伏组串。直流汇流箱的正输出端用于连接光伏逆变器的正输入端，直流汇流箱的负输出端用于连接光伏逆变器的负输入端，直流汇流箱的输出端口零点用于连接光伏逆变器的输入端口零点。光伏逆变器用于将直流汇流箱输入的直流电转换为交流电。
该光伏发电系统的直流变换器，采用谐振电路传递能量，不仅减小了直流变换器的体积，还可以使得功率开关器件工作在软开关状态，降低了开关损耗并提升了效率。此外，直流变换器的控制器通过控制三电平功率开关电路，以使谐振电路在进行充电过程和放电过程的切换时，能够降低直流变换器中的功率开关器件所受的电压，提升了直流变换器的可靠性，进而提升了光伏发电系统的可靠性。
附图说明
图1为一种采用两电平RSC电路的直流变换器的示意图；
图2为一种基于集中式逆变器及MPPT升压汇流箱的光伏发电系统的示意图；
图3为本申请实施例提供的一种直流变换器的示意图；
图4为本申请实施例提供的中点钳位型三电平谐振开关电容变换器的示意图；
图5为本申请实施例提供的图4对应的控制信号的时序图；
图6A为本申请实施例提供的中点钳位型三电平谐振开关电容变换器的状态图一；
图6B为本申请实施例提供的中点钳位型三电平谐振开关电容变换器的状态图二；
图6C为本申请实施例提供的中点钳位型三电平谐振开关电容变换器的状态图三；
图6D为本申请实施例提供的中点钳位型三电平谐振开关电容变换器的状态图四；
图6E为本申请实施例提供的中点钳位型三电平谐振开关电容变换器的状态图五；
图6F为本申请实施例提供的中点钳位型三电平谐振开关电容变换器的状态图六；
图6G为本申请实施例提供的中点钳位型三电平谐振开关电容变换器的状态图七；
图6H为本申请实施例提供的中点钳位型三电平谐振开关电容变换器的状态图八；
图7为本申请实施例提供的有源中点钳位型三电平谐振开关电容变换器的示意图；
图8为本申请实施例提供的图7对应的控制信号的时序图；
图9A为本申请实施例提供的ANPC型三电平谐振开关电容变换器的状态图一；
图9B为本申请实施例提供的ANPC型三电平谐振开关电容变换器的状态图二；
图9C为本申请实施例提供的ANPC型三电平谐振开关电容变换器的状态图三；
图9D为本申请实施例提供的ANPC型三电平谐振开关电容变换器的状态图四；
图9E为本申请实施例提供的ANPC型三电平谐振开关电容变换器的状态图五；
图9F为本申请实施例提供的ANPC型三电平谐振开关电容变换器的状态图六；
图9G为本申请实施例提供的ANPC型三电平谐振开关电容变换器的状态图七；
图9H为本申请实施例提供的ANPC型三电平谐振开关电容变换器的状态图八；
图10为本申请实施例提供的一种直流汇流箱的示意图；
图11为本申请实施例提供的另一种直流汇流箱的示意图；
图12为本申请实施例提供的一种直流变换器的控制方法的流程图；
图13为本申请实施例提供的一种光伏发电系统的示意图。
具体实施方式
为了使本领域技术人员更好地理解本申请实施例提供的技术方案，下面首先介绍本申请提供的技术方案的应用场景。
本申请提供的直流变换器的一种典型的应用场景为集散式光伏发电系统，即基于 集中式逆变器及最大功率点跟踪(Maximum Power Point Tracking，MPPT)升压汇流箱的光伏发电系统，下面具体说明。
参见图2，该图为一种基于集中式逆变器及MPPT升压汇流箱的光伏发电系统的示意图。
图示光伏发电系统包括光伏单元10、MPPT升压汇流箱18、集中式逆变器12以及变压器14。
其中，每个光伏单元10包括一个或多个光伏组件。光伏组件为由太阳能电池片串、并联封装构成的直流电源。
当光伏单元10包括多个光伏组件时，多个光伏组件可以通过正、负极首尾串联的方式形成一个光伏组串，以形成光伏单元10；多个光伏组件也可以先串联形成多个光伏组串，多个光伏组串再并联以形成光伏单元10。
MPPT升压汇流箱18，简称直流汇流箱，为一种升压变流器用于进行直流(Direct Current，DC)-直流变换。
集中式逆变器12用于将直流侧接入的单路或多路彼此并联的直流输入转换为交流输出，一般采用DC-AC单级功率变换。集中式逆变器12输出的交流电经变压器14后汇入交流电网15。
集中式逆变器12一般与光伏单元10的电气距离较远，多采用室外机柜式设计，或者室外模块化集成，例如集中式逆变器12设置于机柜13内。
MPPT升压汇流箱18中使用的直流变换器可以采用图1所示的两电平RSC电路。其中，功率开关器件T1、T2互补导通。当T1导通、T2关断时，电容Cin对谐振电容Cr充电；当T2导通、T1关断时，谐振电容Cr对电容Cout充电。在该两电平RSC电路工作时，T1和T2所受最大电压应力的大小均为直流电压，因此需要选择耐压规格较高的功率开关器件，一方面提升了硬件成本，另一方面由于功率开关器件长时间工作在较高电压下，还降低了直流变换器的可靠性。
为了解决以上问题，本申请提供了一种直流变换器、控制方法、直流汇流箱及光伏发电系统，能够使直流变换器中的功率开关器件在换流时所受电压为直流电压的一半，相对于现有方案降低了功率开关器件所受的电压，提升了直流变换器的可靠性。
下面结合附图对本申请的技术方案进行详细说明。
本申请以下说明中的“第一”、“第二”等用词仅用于描述目的，而不能理解为指示或暗示相对重要性或者隐含指明所指示的技术特征的数量。
在本申请中，除非另有明确的规定和限定，术语“连接”应做广义理解，例如，“连接”可以是固定连接，也可以是可拆卸连接，或成一体；可以是直接连接，也可以通过中间媒介间接连接。
本申请以下实施例中提供的直流变换器不仅可以应用在光伏发电系统，还可以应用于电动汽车以及其它可再生能源系统中，本申请实施例不做具体限定。
以下说明中的换流过程指的为谐振电路从充电向放电切换的过程，以及从放电向充电切换的过程。
参见图3，该图为本申请实施例提供的一种直流变换器的示意图。
图示直流变换器包括三电平功率开关电路201、谐振电路10、第一二极管D1、第二二极管D2、第一电容C3和控制器202。
三电平功率开关电路201的第一输入端为直流变换器的正输入端(对应图中BUS+端)，三电平功率开关电路201的第二输入端为直流变换器的负输入端(对应图中的0端)，三电平功率开关电路201的第一输出端通过谐振电路10连接第一二极管D1的阳极和第二二极管D2的阴极，三电平功率开关电路201的第二输出端连接第一二极管D1的阴极。
第一二极管D1的阴极连接直流变换器的正输出端，第二二极管D2的阳极连接直流变换器的负输出端(对应图中BUS-端)，第一电容C3并联在正输出端和负输出端之间。
三电平功率开关电路201的输入端用于连接直流电压。
下面说明三电平功率开关电路201的实现方式。
三电平功率开关电路201包括第一母线电容C1、第二母线电容C2以及可控开关电路2011。其中，第一母线电容C1的第一端连接直流变换器的正输入端以及可控开关电路2011，第一母线电容C1的第二端连接母线电容中点，第二母线电容C2的第一端连接母线电容中点，第二母线电容C2的第二端连接直流变换器的负输入端以及可控开关电路2011。母线电容中点连接可控开关电路2011。
可控开关电路2011包括功率开关器件，本申请实施例不具体限定功率开关器件的类型，例如为绝缘栅双极型晶体管(Insulated Gate Bipolar Transistor，IGBT)、金属氧化物半导体场效应晶体管(Metal Oxide Semiconductor Filed Effect Transistor，MOSFET)、碳化硅场效应管(Silicon Carbide Metal Oxide Semiconductor，SiC MOSFET)等。
控制器202可以向各功率开关器件发送控制信号以控制其的工作状态。
在一些实施例中，该控制信号为脉冲宽度调制(Pulse Width Modulation，PWM)信号。
以上控制器202可以为专用集成电路(Application Specific Integrated Circuit，ASIC)、可编程逻辑器件(Programmable Logic Device，PLD)、数字信号处理器(Digital Signal Processor，DSP)或其组合。上述PLD可以是复杂可编程逻辑器件(Complex Programmable Logic Device，CPLD)、现场可编程逻辑门阵列(Field-programmable Gate Array，FPGA)、通用阵列逻辑(Generic Array Logic，GAL)或其任意组合，本申请实施例对此不作具体限定。
本申请实施例提供的直流变换器为谐振开关电容变换器，采用谐振电路10(一般包括谐振电感和谐振电容)传递能量，即对于谐振电路10，存在充电过程和放电过程。其中，充电过程指控制器202通过控制可控开关电路2011，使得第一母线电容C1和第二母线电容C2将能量传递至谐振电路10；放电过程指控制器202通过控制可控开关电路2011，使谐振电路10将能量传递至第一电容C3，以使第一电容C3提供输出电压。
本申请提供的控制器通过控制三电平功率开关电路，以使谐振电路从放电向充电切换时，当充电电压等于直流电压的一半时，即此时第一母线电容C1和第二母线电容C2中仅有一个对谐振电路10进行充电，一个功率开关器接入谐振电路的电流回路，此时该功率开关器件所受的电压仅为直流电压的一半。当充电电压等于直流电压时，此时第一母线电 容C1和第二母线电容C2对谐振电路10进行充电，控制器控制两个功率开关器串联接入谐振电路的电流回路，因此每个功率开关器件所受的电压同样为直流电压的一半。
当谐振电路从充电向放电切换时，当放电电压为直流电压的一半时，即此时谐振电路10和一个母线电容串联接入电流回路，此时功率开关器件所受的电压大小等于谐振电路放电形成的电压减去一个母线电容两端的电压，控制器先控制一个功率开关器接入谐振电路的电流回路，此时该功率开关器件所受的电压仅为直流电压的一半；当放电电压等于直流电压时，控制器控制两个串联的功率开关器件接入电流回路中，此时每个功率开关器件所受的电压同样为放电电压的一半。
综上所述，利用本申请实施例提供的直流变换器，能够使直流变换器中的功率开关器件在换流时所受电压为直流电压的一半，相对于现有方案降低了功率开关器件所受的电压，提升了直流变换器的可靠性。
下面结合具体实现方式说明该直流变换器的工作原理。本申请以下实施例中均以功率开关器件为NMOS管为例进行说明，则以下说明中，功率开关器件的第一端为NMOS管的漏极，第二端为NMOS管为源极，控制器202用于向栅极发送控制信号以控制功率开关器件的开关状态，控制信号为高电平时，功率开关器件导通；控制信号为低电平时，功率开关器件关断。
下面首先说明中点钳位(Neutral Point Clamped，NPC)型三电平谐振开关电容变换器的工作原理。
参见图4，该图为本申请实施例提供的中点钳位型三电平谐振开关电容变换器的示意图。
图示直流变换器的三电平功率开关电路201包括第一母线电容C1，第二母线电容C2、第三二极管D3、第四二极管D4和功率开关器件T1-T4。
其中，T1的第一端连接第一母线电容C1的第一端和三电平功率开关电路201的第一输入端，T1的第二端连接T2的第一端和第三二极管D3的阴极，T2的第二端连接T3的第一端和三电平功率开关电路201的第一输出端。T3的第二端连接第四二极管D4的阳极和T4的第一端，T4的第二端连接三电平功率开关电路201的第二输出端、第二母线电容C2的第二端和三电平功率开关电路201的第二输入端。
第一母线电容C1的第二端连接第三二极管D3的阳极、第四二极管D4的阴极以及第二母线电容C2的第一端。
谐振电路10包括谐振电容Cr和谐振电感Lr，谐振电路10的谐振频率大于或等于功率开关器件的开关频率，即谐振电路10的谐振周期小于功率开关器件的开关周期，以使功率开关器件的每个开关周期内，谐振电路10足以完成一次充放电循环。
下面具体说明控制器202的控制过程。
参见图5，该图为本申请实施例提供的图4对应的控制信号的时序图。
当从放电模式向充电模式切换时，t 1时刻T 4先关断，随后在t 2时刻T 2导通，随后在t 3时刻T 3关断，随后在t 4时刻T 1导通。
当从充电模式向放电模式切换时，t 5时刻T 1先关断，随后在t 6时刻T 3导通，随后 在t 7时刻T 2关断，随后在t 8时刻T 4导通。
采用以上的控制方式，可以在电路换流时，控制功率半导体器件承受应力始终为半母线电压，从而可以避免功率半导体器件过应力，提升了直流变换器的可靠性，下面结合直流变换器的工作状态具体说明。
一并参见图6A-6H所示的中点钳位型三电平谐振开关电容变换器的状态图。
当谐振电路10由放电状态切换为充电状态时，t 1时刻T 4先关断，控制T 1和T 2处于断开状态，T 3处于导通状态。状态图参见图6A，直流输入对C1和C2进行充电。
随后在t 2时刻T 2导通，并维持T 1和T 4处于断开状态、T 3处于导通状态。状态图参见图6B，第二母线电容C2通过图中虚线所示回路对谐振电路进行充电。此时T 2所受电压约为C2输出电压。实际应用中，C1和C2的规格一般相同，即T 2所受电压约为直流电压的一半。
在一些实施例中，t 2时刻与t 1时刻相隔第一预设时间，该第一预设时间的长度大于或等于T 4的死区时间(Dead time)。
随后在t 3时刻T 3关断，并维持T 1和T 4处于断开状态，T 2处于导通状态。参见图6C，此时第二母线电容C2继续对谐振电路进行充电。
在一些实施例中，t 3时刻与t 2时刻相隔第二预设时间，该第二预设时间的长度大于或等于T 2的死区时间。
随后在t 4时刻T 1导通，并维持T 3和T 4处于断开状态、T 2处于导通状态。参见图6D，此时第一母线电容C1和第二母线电容C2通过图中虚线所示回路对谐振电路进行充电。T 1和T 2串联接入回路，此时T 1和T 2所受的电压约为直流电压的一半。
在一些实施例中，t 4时刻与t 3时刻相隔第三预设时间，该第三预设时间的长度大于或等于T 3的死区时间。
待对谐振电路充电完成后，谐振电路对第一电容C3进行放电。此时，在t 5时刻先关断T 1，并维持T 3和T 4处于断开状态、T 2处于导通状态。参见图6E，此时当谐振电路的放电电压大于第二母线电容C2两端的电压时，通过图中所示虚线回路进行放电，此时T 2所受的最大电压约为直流电压的一半。
随后在t 6时刻，控制器控制T 3导通，并维持T 1和T 4处于断开状态、T 2处于导通状态。参见图6F，此时，当此时谐振电路的放电电压大于第二母线电容C2两端的电压时，通过图中所示虚线回路进行放电，此时T 2所受的电压约为直流电压的一半。
在一些实施例中，t 6时刻与t 5时刻相隔第四预设时间，该第四预设时间的长度大于或等于T 1的死区时间。
随后在t 7时刻，控制器控制T 2关断，并维持T 1和T 4处于断开状态、T 3处于导通状态。参见图6G，此时谐振电路用于储存能量。
在一些实施例中，t 7时刻与t 6时刻相隔第五预设时间，该第五预设时间的长度大于或等于T 3的死区时间。
随后在t 8时刻，控制器控制T 4导通，并维持T 1和T 2处于断开状态、T 3处于导通状态。参见图6H，此时谐振电路的电流回路如图中虚线所示，T 3和T 4两端电压均不 超过直流电压的一半。
在一些实施例中，t 8时刻与t 7时刻相隔第六预设时间，该第六预设时间的长度大于或等于T 2的死区时间。
综上所述，利用本申请实施例提供的直流变换器，能够降低直流变换器中的功率开关器件在换流时所受的电压，提升了直流变换器的可靠性。
在一些实施例中，T1和T4为规格相同的功率开关器件，T2和T3为规格相同的功率开关器件，此时第一预设时间等于第四预设时间，第二预设时间等于第五预设时间，第三预设时间等于第六预设时间。
在另一些实施例中，功率开关器件T1-T4的规格均相同，此时以上第一预设时间至第六预设时间均相同。
下面说明有源中点钳位(Active Neutral Point Clamped，ANPC)三电平谐振开关电容变换器的工作原理。
参见图7，该图为本申请实施例提供的有源中点钳位型三电平谐振开关电容变换器的示意图。
三电平功率开关电路201包括第一母线电容C1，第二母线电容C2和功率开关器件T1-T6。
其中，T1的第一端连接第一母线电容C1的第一端和三电平功率开关电路201的第一输入端，T1的第二端连接T2的第一端和T5的第一端，T2的第二端连接T3的第一端和三电平功率开关电路201的第一输出端，T3的第二端连接T6的第二端和T4的第一端，T4的第二端连接三电平功率开关电路201的第二输出端、第二母线电容C2的第二端和三电平功率开关电路201的第二输入端。
第一母线电容C1的第二端连接T5的第二端、T6的第一端以及第二母线电容C2的第一端。
谐振电路10包括谐振电容Cr和谐振电感Lr，谐振电路10的谐振频率大于或等于功率开关器件的开关频率，即谐振电路10的谐振周期小于功率开关器件的开关周期，以使功率开关器件的每个开关周期内，谐振电路10足以完成一次充放电循环。
下面具体说明控制器202的控制过程。
参见图8，该图为本申请实施例提供的图7对应的控制信号的时序图。
当从放电模式向充电模式切换时，t 1时刻T 4关断，随后在t 2时刻T 5关断、T 6导通，随后在t 3时刻T 3关断、T 2导通，随后在t 4时刻T 1导通；
当从充电模式向放电模式切换时，t 5时刻T 1关断，随后在t 6时刻T 6关断、T 5导通，随后在t 7时刻T 2关断、T 3导通，随后在t 8时刻T 4导通。
采用以上的控制方式，可以在电路换流时，控制功率半导体器件承受应力始终为半母线电压，从而可以避免功率半导体器件过应力，提升了直流变换器的可靠性，下面结合直流变换器的工作状态具体说明。
一并参见图9A-9H所示的有ANPC型三电平谐振开关电容变换器的状态图。
当谐振电路10由放电状态切换为充电状态时，t 1时刻T 4先切换为关断状态，T 1、 T 2和T 6维持关断，T 3和T 5维持导通。参见图9A，此时直流输入对C1和C2进行充电。
随后在t 2时刻T 5切换为关断、T 6切换为导通，并维持T 1、T 2和T 4关断，且T 3维持导通。参见图9B，此时第二母线电容C2通过图中虚线所示回路对谐振电路进行充电，T 3和T 6所受电压之和约为C2输出电压。
在一些实施例中，t 2时刻与t 1时刻相隔第一预设时间，该第一预设时间的长度大于或等于T 4的死区时间。
随后在t 3时刻T 2切换为导通且T 3切换为关断，并维持T 1、T 4和T 5关断，以及T 6导通。参见图9C，此时第二母线电容C2通过图中虚线所示回路对谐振电路进行充电，T 3和T 6所受电压之和约为C2输出电压。
在一些实施例中，t 3时刻与t 2时刻相隔第二预设时间，该第二预设时间的长度大于或等于T 5及T 6的死区时间。
随后在t 4时刻T 1切换为导通，并维持T 3、T 4和T 5关断，以及T 2和T 6导通。参见图9D，此时第一母线电容C1和第二母线电容C2通过图中虚线所示回路对谐振电路进行充电。T 1和T 2串联接入回路，此时T 1和T 2所受的电压约为直流电压的一半。
在一些实施例中，t 4时刻与t 3时刻相隔第三预设时间，该第三预设时间的长度大于或等于T 2、T 3的死区时间。
待对谐振电路充电完成后，谐振电路对第一电容C3进行放电。此时，在t 5时刻先关断T 1，并维持T 3、T 4和T 5关断，以及T 2和T 6导通。参见图9E，此时谐振电路用于存储能量。
随后在t 6时刻，T 5切换为导通且T 6切换为关断，并维持T 1、T 3和T 4关断，以及T 2导通。参见图9F，此时当谐振电路的放电电压大于第二母线电容C2两端的电压时，通过图中所示虚线回路进行放电，此时T 2和T 5所受的最大电压约为直流电压的一半。
在一些实施例中，t 6时刻与t 5时刻相隔第四预设时间，该第四预设时间的长度大于或等于T 1的死区时间。
随后在t 7时刻，T 2切换为断开状态且T 3切换为导通状态，并维持T 1、T 4和T 6关断，以及T 5导通。参见图9G，此时谐振电路用于储存能量。
在一些实施例中，t 7时刻与t 6时刻相隔第五预设时间，该第五预设时间的长度大于或等于T 5、T 6的死区时间。
随后在t 8时刻，T 4切换为闭合状态，并维持T 1、T 2和T 6关断，以及T 3和T 5导通。参见图9H，此时谐振电路的电流回路如图中虚线所示，T 3和T 4两端电压均不超过直流电压的一半。
在一些实施例中，t 8时刻与t 7时刻相隔第六预设时间，该第六预设时间的长度大于或等于T 2、T 3的死区时间。
综上所述，利用本申请实施例提供的直流变换器，能够降低直流变换器中的功率开关器件在换流时所受的电压，提升了直流变换器的可靠性。
在一些实施例中，T 1和T 4为规格相同的功率开关器件，T 2和T 3为规格相同的功率开关器件，T 5和T 6为规格相同的功率开关器件，此时第一预设时间等于第四预设时间， 第二预设时间等于第五预设时间，第三预设时间等于第六预设时间。
在另一些实施例中，功率开关器件T 1-T 6的规格均相同，此时以上第一预设时间至第六预设时间均相同。
基于以上实施例提供的直流变换器，本申请实施例还提供了一种直流汇流箱，下面结合附图具体说明。
参见图10，该图为本申请实施例提供的一种直流汇流箱的示意图。
该直流汇流箱30即对应图2中的MPPT升压汇流箱18，具体包括第一直流-直流变换电路301、第二直流-直流变换电路302和直流变换器303。
第一直流-直流变换电路301和第二直流-直流变换电路302的输入端用于连接不同的直流电源，即用于连接光伏组串20。
第一直流-直流变换电路301和第二直流-直流变换电路302的输入端可以连接多个光伏组串20。以第一直流-直流变换电路301为例，多个光伏组串的正极输出并联连接第一直流-直流变换电路301的正输入端，多个光伏光伏组串的负极输出并联连接第一直流-直流变换电路301的负输入端。
第一直流-直流变换电路301的正输出端连接直流汇流箱30的正输出端，第一直流-直流变换电路301的负输出端连接直流汇流箱的输出端口零点。
第二直流-直流变换电路302的正输出端连接直流变换器303的正输入端，第二直流-直流变换电路的负输出端连接直流变换器303的负输入端。
直流变换器303的正输出端连接直流汇流箱30的输出端口零点，直流变换器303的负输出端连接直流汇流箱30的负输出端。
本申请实施例对第一直流-直流变换电路301和第二直流-直流变换电路302的具体电路拓扑不做限定，例如可以采用升压(Boost)电路、降压(Buck)电路或者Buck-Boost电路等。
关于直流变换器303的具体实现方式以及工作原理可以参见以上实施例中的相关说明，本申请实施例在此不再赘述。
参见图11，该图为本申请实施例提供的另一种直流汇流箱的示意图。
其中，第一直流-直流变换电路301包括至少两路第一直流-直流变换子电路3011，至少两路第一直流-直流变换子电路3011的输入端用于连接不同的直流电源，即连接不同的光伏组串20。
第一直流-直流变换子电路3011的正输出端用于连接第一直流-直流变换电路301的正输出端，第一直流-直流变换子电路3011的负输出端用于连接第一直流-直流变换电路301的负输出端。
第二直流-直流变换电路302包括至少两路第二直流-直流变换子电路3021，至少两路第二直流-直流变换子电路3021的输入端用于连接不同的直流电源，即连接不同的光伏组串。
第二直流-直流变换子电路3021的正输出端用于连接第二直流-直流变换电路302的正输出端，第二直流-直流变换子电路3021的负输出端用于连接第二直流-直流变换电路302 的负输出端。
在一些实施例中，第一直流-直流变换电路301和第二直流-直流变换电路的输出电压相同，直流变换器303的输出电压与输入端的直流电压的大小相同且方向相反，此时直流汇流箱30的正输出端电压和负输出端电压的大小相同且方向相反。
在另一些实施例中，直流变换器303的控制器还用于对第一直流-直流变换电路301和第二直流-直流变换电路302进行控制，即直流变化器303的控制器、第一直流-直流变换电路301和第二直流-直流变换电路302的控制器集成在一起。
综上所述，本申请实施例提供的直流汇流箱包括的直流变换器，采用谐振电路传递能量，不仅减小了直流变换器的体积，还可以使得功率开关器件工作在软开关状态，降低了开关损耗并提升了效率。此外，直流变换器的控制器通过控制三电平功率开关电路，以使谐振电路由放电向充电切换时，当充电电压等于直流电压的一半时，一个功率开关器接入谐振电路的电流回路，此时该功率开关器件所受的电压仅为直流电压的一半。当充电电压等于直流电压时，控制器控制两个功率开关器串联接入谐振电路的电流回路，因此每个功率开关器件所受的电压同样为直流电压的一半。当谐振电路从充电向放电切换时，当放电电压为直流电压的一半时，先控制一个功率开关器接入谐振电路的电流回路，此时该功率开关器件所受的电压仅为直流电压的一半；当放电电压等于直流电压时，控制器控制两个串联的功率开关器件接入电流回路中，此时每个功率开关器件所受的电压同样为放电电压的一半。因此降低直流变换器中的功率开关器件在换流时所受的电压，提升了直流变换器的可靠性。
本申请实施例还提供了一种直流变换器的控制方法，应用于以上实施例提供的直流变换器，以提升直流变换器的可靠性，下面具体说明。
参见图12，该图为本申请实施例提供的一种直流变换器的控制方法的流程图。
关于直流变换器的具体实现方式可以参见以上实施例中的相关说明，本申请实施例在此不再赘述，该方法包括以下步骤：
S1201：控制三电平功率开关电路中的功率开关器件，以使谐振电路以二分之一直流电压进行充电或放电时，一个功率开关器接入谐振电路的电流回路。
S1202：控制三电平功率开关电路中的功率开关器件，以使谐振电路以直流电压进行充电或放电时，两个所述功率开关器接入谐振电路的电流回路。
对于三电平功率开关电路，采用谐振电路传递能量，其第一母线电容的第一端连接直流变换器的正输入端，第一母线电容的第二端连接母线电容中点，第二母线电容的第一端连接母线电容中点，第二母线电容的第二端连接直流变换器的负输入端。
谐振电路充电时，当充电电压等于直流电压的一半时，即此时仅有一个母线电容对谐振电路进行充电，此时控制器控制一个功率开关器件接入谐振电路的充电回路，该功率开关器件所受的电压仅为直流电压的一半。当谐振电路的充电电压等于直流电压时，第一母线电容和第二母线电容对谐振电路进行充电，控制器控制两个功率开关器件接入谐振电路的充电回路，因此每个功率开关器件所受的电压同样为在直流电压的一半。
谐振电路放电时，当放电电压等于直流电压的一半时，控制器控制一个功率开关器件 接入谐振电路的放电回路，此时谐振电路和一个母线电容串联接入电流回路，该功率开关器件所受的电压大小等于谐振电路放电形成的电压减去该母线电容两端的电压，同样为直流电压的一半。当谐振电路的放电电压等于直流电压时，控制器控制两个功率开关器件接入谐振电路的放电回路，因此每个功率开关器件所受的电压同样为放电电压的一半。
其中，谐振电路的谐振频率大于或等于三电平功率开关电路的开关频率。
下面结合直流变换器的具体实现方式分别说明。
在一种可能的实现方式中，该直流变换器为中点钳位型三电平谐振开关电容变换器，其具体电路实现方式参见图4所示。
此时，当谐振电路由放电过程向充电过程切换时，先控制T4关断，第一预设时间后控制T2导通，第二预设时间后控制T3关断，第三预设时间后控制T1导通。
谐振电路由充电过程向放电过程切换时，先控制T1关断，第四预设时间后控制T3导通，第五预设时间后控制T2关断，第六预设时间后控制T4导通。
在另一种可能的实现方式中，该直流变换器为有源中点钳位型三电平谐振开关电容变换器，其具体电路实现方式参见图7所示。
此时，谐振电路由充电过程向放电过程切换时，先控制T4关断，第一预设时间后控制T5关断且控制T6导通，第二预设时间后控制T3关断且控制T2导通，第三预设时间后控制T1导通。
谐振电路由放电过程向充电过程切换时，先控制T1关断，第四预设时间后控制T6关断且控制T5导通，第五预设时间后控制T2关断且控制T3导通，第六预设时间后控制T4导通。
在一些实施例中，第一预设时间等于第四预设时间，第二预设时间等于第五预设时间，第三预设时间等于第六预设时间。
综上所述，利用本申请实施例提供的控制方法，能够使得直流变换器在换流时，功率开关器件所受电压为输入端的直流电压的一半，降低了功率开关器件所受的电压，提升了直流变换器的可靠性。
基于以上实施例提供的直流变换器，本申请实施例还提供了一种光伏发电系统，下面结合附图具体说明。
参见图13，该图为本申请实施例提供的一种光伏发电系统的示意图。
图示光伏发电系统包括光伏组串20、光伏逆变器(图中所示为集中式逆变器40)以及至少一个直流汇流箱30。
光伏组串20包括至少一个光伏组件。光伏组串20用于将光能转换为直流电。
第一直流-直流变换电路301和第二直流-直流变换电路302的输入端分别连接至少一个光伏组串。
直流汇流箱30的正输出端用于连接集中式逆变器40的正输入端，直流汇流箱30的负输出端用于连接集中式逆变器40的负输入端，直流汇流箱30的输出端口零点用于连接集中式逆变器40的输入端口零点。
当该光伏发电系统包括多个直流汇流箱时30，各直流汇流箱30的正输出并联、各 直流汇流箱30的负输出并联且各直流汇流箱30的输出端口零点并联。
集中式逆变器40用于将直流汇流箱输入的直流电转换为交流电。
综上所述，本申请实施例提供的光伏发电系统的直流变换器，采用谐振电路传递能量，不仅减小了直流变换器的体积，还可以使得功率开关器件工作在软开关状态，降低了开关损耗并提升了效率。此外，直流变换器的控制器通过控制三电平功率开关电路，以使谐振电路从放电向充电切换时，当充电电压等于直流电压的一半时，一个功率开关器接入谐振电路的电流回路，此时该功率开关器件所受的电压仅为直流电压的一半。当充电电压等于直流电压时，控制器控制两个功率开关器串联接入谐振电路的电流回路，因此每个功率开关器件所受的电压同样为直流电压的一半。当谐振电路从充电向放电切换时，当放电电压为直流电压的一半时，先控制一个功率开关器接入谐振电路的电流回路，此时该功率开关器件所受的电压仅为直流电压的一半；当放电电压等于直流电压时，控制器控制两个串联的功率开关器件接入电流回路中，此时每个功率开关器件所受的电压同样为放电电压的一半。因此能够降低直流变换器中的功率开关器件在换流时所受的电压，提升了直流变换器的可靠性，进而提升了光伏发电系统的可靠性。
应当理解，在本申请中，“至少一个(项)”是指一个或者多个，“多个”是指两个或两个以上。“和/或”，用于描述关联对象的关联关系，表示可以存在三种关系，例如，“A和/或B”可以表示：只存在A，只存在B以及同时存在A和B三种情况，其中A，B可以是单数或者复数。字符“/”一般表示前后关联对象是一种“或”的关系。“以下至少一项(个)”或其类似表达，是指这些项中的任意组合，包括单项(个)或复数项(个)的任意组合。例如，a，b或c中的至少一项(个)，可以表示：a，b，c，“a和b”，“a和c”，“b和c”，或“a和b和c”，其中a，b，c可以是单个，也可以是多个。
以上所述，以上实施例仅用以说明本申请的技术方案，而非对其限制；尽管参照前述实施例对本申请进行了详细的说明，本领域的普通技术人员应当理解：其依然可以对前述各实施例所记载的技术方案进行修改，或者对其中部分技术特征进行等同替换；而这些修改或者替换，并不使相应技术方案的本质脱离本申请各实施例技术方案的精神和范围。

Claims (20)

  1. 一种直流变换器，用于连接直流电压，其特征在于，所述直流变换器包括：三电平功率开关电路、谐振电路和控制器；
    所述三电平功率开关电路的输入端连接所述直流电源，所述三电平功率开关电路的输出端的输出电压用于为所述谐振电路充电；
    所述控制器，用于对所述三电平功率开关电路中的功率开关器件进行控制，以使所述谐振电路以二分之一所述直流电压进行充电或放电时，一个所述功率开关器接入所述谐振电路所在的回路，所述谐振电路以所述直流电压进行充电或放电时，两个所述功率开关器接入所述谐振电路所在的回路。
  2. 根据权利要求1所述的直流变换器，其特征在于，所述直流变换器还包括第一二极管、第二二极管和第一电容；
    所述三电平功率开关电路的第一输出端通过所述谐振电路连接所述第一二极管的阳极和第二二极管的阴极，所述功率开关电路的第二输出端连接所述第一二极管的阴极；
    所述第一二极管的阴极连接所述直流变换器的正输出端，所述第二二极管的阳极连接所述直流变换器的负输出端，所述第一电容并联在所述正输出端和负输出端之间。
  3. 根据权利要求1或2所述的直流变换器，其特征在于，所述三电平功率开关电路包括第一母线电容，第二母线电容、第三二极管、第四二极管和功率开关器件T1-T4；
    所述T1的第一端连接所述第一母线电容的第一端和所述三电平功率开关电路的第一输入端，所述T1的第二端连接所述T2的第一端和所述第三二极管的阴极，所述T2的第二端连接所述T3的第一端和所述三电平功率开关电路的第一输出端，所述T3的第二端连接所述第四二极管的阳极和所述T4的第一端，所述T4的第二端连接所述三电平功率开关电路的第二输出端、所述第二母线电容的第二端和所述三电平功率开关电路的第二输入端；
    所述第一母线电容的第二端连接所述第三二极管的阳极、第四二极管的阴极以及所述第二母线电容的第一端。
  4. 根据权利要求3所述的直流变换器，其特征在于，所述控制器具体用于先控制所述T4关断，第一预设时间后控制所述T2导通，第二预设时间后控制所述T3关断，第三预设时间后控制所述T1导通，以使所述谐振电路从放电向充电切换；以及先控制所述T1关断，第四预设时间后控制所述T3导通，第五预设时间后控制所述T2关断，第六预设时间后控制所述T4导通，以使所述谐振电路从充电向放电切换。
  5. 根据权利要求1所述的直流变换器，其特征在于，所述三电平功率开关电路包括第一母线电容，第二母线电容和功率开关器件T1-T6；
    所述T1的第一端连接所述第一母线电容的第一端和所述三电平功率开关电路的第一输入端，所述T1的第二端连接所述T2的第一端和所述T5的第一端，所述T2的第二端连接所述T3的第一端和所述三电平功率开关电路的第一输出端，所述T3的第二端连接所述T6的第二端和所述T4的第一端，所述T4的第二端连接所述三电平功率开关电路的第二输出端、所述第二母线电容的第二端和所述三电平功率开关电路的第二输入端；
    所述第一母线电容的第二端连接所述T5的第二端、所述T6的第一端以及所述第二母 线电容的第一端。
  6. 根据权利要求5述的直流变换器，其特征在于，所述控制器具体用于先控制所述T4关断，第一预设时间后控制所述T5关断且控制所述T6导通，第二预设时间后控制所述T3关断且控制所述T2导通，第三预设时间后控制所述T1导通，以使所述谐振电路从放电向充电；以及先控制所述T1关断，第四预设时间后控制所述T6关断且控制所述T5导通，第五预设时间后控制所述T2关断且控制所述T3导通，第六预设时间后控制所述T4导通，以使所述谐振电路从充电向放电切换。
  7. 根据权利要求4或6所述的直流变换器，其特征在于，所述第一预设时间等于所述第四预设时间，所述第二预设时间等于所述第五预设时间，所述第三预设时间等于所述第六预设时间。
  8. 根据权利要求1-7中任一项所述的直流变换器，其特征在于，所述谐振电路包括谐振电容和谐振电感，所述谐振电路的谐振频率大于或等于所述三电平功率开关电路的开关频率。
  9. 根据权利要求1-8中任一项所述的直流变换器，其特征在于，所述控制器还用于控制所述直流变换器的输出电压与所述直流电压的大小相同且方向相反。
  10. 一种直流汇流箱，其特征在于，所述直流汇流箱包括权利要求1-9中任意一项所述的直流变换器，还包括第一直流-直流变换电路和第二直流-直流变换电路；
    所述第一直流-直流变换电路和第二直流-直流变换电路的输入端用于连接不同的直流电源；
    所述第一直流-直流变换电路的正输出端连接所述直流汇流箱的正输出端，所述第一直流-直流变换电路的负输出端连接所述直流汇流箱的输出端口零点；
    所述第二直流-直流变换电路的正输出端连接所述直流变换器的正输入端，所述第二直流-直流变换电路的负输出端连接所述直流变换器的负输入端；
    所述直流变换器的正输出端连接所述直流汇流箱的输出端口零点，所述直流变换器的负输出端连接所述直流汇流箱的负输出端。
  11. 根据权利要求10所述的直流汇流箱，其特征在于，所述第一直流-直流变换电路包括至少两路第一直流-直流变换子电路，所述至少两路第一直流-直流变换子电路的输入端用于连接不同的直流电源，所述至少两路第一直流-直流变换子电路的正输出端用于连接所述第一直流-直流变换电路的正输出端，所述至少两路第一直流-直流变换子电路的负输出端用于连接所述第一直流-直流变换电路的负输出端。
  12. 根据权利要求10或11所述的直流汇流箱，其特征在于，所述第二直流-直流变换电路包括至少两路第二直流-直流变换子电路，所述至少两路第二直流-直流变换子电路的输入端用于连接不同的直流电源，所述至少两路第二直流-直流变换子电路的正输出端用于连接所述第二直流-直流变换电路的正输出端，所述至少两路第二直流-直流变换子电路的负输出端用于连接所述第二直流-直流变换电路的负输出端。
  13. 根据权利要求10-12中任意一项所述的直流汇流箱，其特征在于，所述第一直流-直流变换电路和所述第二直流-直流变换电路的输出电压相同。
  14. 根据权利要求10-13中任意一项所述的直流汇流箱，其特征在于，所述控制器还用于对所述第一直流-直流变换电路和第二直流-直流变换电路进行控制。
  15. 一种直流变换器的控制方法，其特征在于，所述直流变换器用于连接直流电压，所述直流变换器包括三电平功率开关电路和谐振电路，所述三电平功率开关电路的输入端连接所述直流电源，所述三电平功率开关电路的输出端的输出电压用于为所述谐振电路充电；；所述方法包括：
    控制所述三电平功率开关电路中的功率开关器件，以使所述谐振电路以二分之一所述直流电压进行充电或放电时，一个所述功率开关器接入所述谐振电路的电流回路，所述谐振电路以所述直流电压进行充电或放电时，两个所述功率开关器接入所述谐振电路的电流回路。
  16. 根据权利要求15所述的控制方法，其特征在于，所述三电平功率开关电路包括第一母线电容，第二母线电容、第三二极管、第四二极管和功率开关器件T1-T4；所述T1的第一端连接所述第一母线电容的第一端和所述三电平功率开关电路的第一输入端，所述T1的第二端连接所述T2的第一端和所述第三二极管的阴极，所述T2的第二端连接所述T3的第一端和所述三电平功率开关电路的第一输出端，所述T3的第二端连接所述第四二极管的阳极和所述T4的第一端，所述T4的第二端连接所述三电平功率开关电路的第二输出端、所述第二母线电容的第二端和所述三电平功率开关电路的第二输入端；所述第一母线电容的第二端连接所述第三二极管的阳极、第四二极管的阴极以及所述第二母线电容的第一端；所述控制所述三电平功率开关电路中的功率开关器件，具体包括：
    先控制所述T4关断，第一预设时间后控制所述T2导通，第二预设时间后控制所述T3关断，第三预设时间后控制所述T1导通，以使所述谐振电路从放电向充电切换；
    以及先控制所述T1关断，第四预设时间后控制所述T3导通，第五预设时间后控制所述T2关断，第六预设时间后控制所述T4导通，以使所述谐振电路从充电向放电切换。
  17. 根据权利要求15所述的控制方法，其特征在于，所述三电平功率开关电路包括第一母线电容，第二母线电容和功率开关器件T1-T6；所述T1的第一端连接所述第一母线电容的第一端和所述三电平功率开关电路的第一输入端，所述T1的第二端连接所述T2的第一端和所述T5的第一端，所述T2的第二端连接所述T3的第一端和所述三电平功率开关电路的第一输出端，所述T3的第二端连接所述T6的第二端和所述T4的第一端，所述T4的第二端连接所述三电平功率开关电路的第二输出端、所述第二母线电容的第二端和所述三电平功率开关电路的第二输入端；所述第一母线电容的第二端连接所述T5的第二端、所述T6的第一端以及所述第二母线电容的第一端；所述控制所述三电平功率开关电路中的功率开关器件，具体包括：
    先控制所述T4关断，第一预设时间后控制所述T5关断且控制所述T6导通，第二预设时间后控制所述T3关断且控制所述T2导通，第三预设时间后控制所述T1导通，以使所述谐振电路从放电向充电；
    以及先控制所述T1关断，第四预设时间后控制所述T6关断且控制所述T5导通，第五预设时间后控制所述T2关断且控制所述T3导通，第六预设时间后控制所述T4导通， 以使所述谐振电路从充电向放电切换。
  18. 根据权利要求16或17所述的控制方法，其特征在于，所述第一预设时间等于所述第四预设时间，所述第二预设时间等于所述第五预设时间，所述第三预设时间等于所述第六预设时间。
  19. 根据权利要求15-18中任一项所述的控制方法，其特征在于，所述谐振电路的谐振频率大于或等于所述三电平功率开关电路的开关频率。
  20. 一种光伏发电系统，其特征在于，所述光伏发电系统包括权利要求10-14中任一项所述的直流汇流箱，还包括：光伏组串和光伏逆变器；
    所述光伏组串包括至少一个光伏组件；
    所述光伏组串，用于将光能转换为直流电；
    所述第一直流-直流变换电路和第二直流-直流变换电路的输入端分别连接至少一个所述光伏组串；
    所述直流汇流箱的正输出端用于连接所述光伏逆变器的正输入端，所述直流汇流箱的负输出端用于连接所述光伏逆变器的负输入端，所述直流汇流箱的输出端口零点用于连接所述光伏逆变器的输入端口零点；
    所述光伏逆变器，用于将所述直流汇流箱输入的直流电转换为交流电。
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