CN103560674A - 一种三相三电平llc谐振直流变换器及其控制方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种三相三电平LLC谐振直流变换器，包括输入分压电容单元、半桥三电平单元、全桥单元、谐振网络、三相隔离变压器、整流及滤波电路；所述输入分压电容单元、半桥三电平单元、全桥单元、谐振网络、三相隔离变压器、整流及滤波电路依次连接；本发明增加了谐振网络，使得该变换器实现了软开关功能，减小了开关损耗。本发明还公开了一种三相三电平LLC谐振直流变换器的控制方法，该方法采用变频控制，可以在宽电压范围和宽负载范围内实现开关管的ZVS（零电压开关）与副边整流管的ZCS（零电流开关），变换器具有高效率和高功率密度。

Description

一种三相三电平LLC谐振直流变换器及其控制方法

技术领域

本发明涉及一种三相三电平LLC谐振直流变换器及其控制方法，属于电能变换装置领域。

背景技术

随着各种电力电子设备的广泛应用，人们对使用市电的功率变换装置用电质量提出了严格的要求。国际电工委员会已经制定了相应的标准，对谐波含量进行限制，这就要求电气装置有必要采用功率因数校正技术。中、大功率的高频开关电源一般为三相380VAC±20%输入，整流后的直流母线电压最高将会达到640V左右；如果采用三相功率因数技术，直流母线电压通常会达到760-800V，甚至会高达上千伏，这就使得后级直流变换器中开关管的电压应力大大增加，给器件的选取带来了困难。此外，在一些高压直流输出场合，如大功率充电桩、电除尘电源等，对副边整流二极管的电压应力也提出了较高的要求，传统的电感/电容型滤波方式中，整流管电压应力一般高于输出电压，因此也给器件选型带来了难度。

三电平变换器可以通过增加开关管的数量来降低开关管的电压应力，使之适用于高输入电压场合。半桥三电平变换器是最早提出的隔离型三电平变换器之一，它具有电路结构简单、可以实现软开关、开关频率恒定等优点，因而得到广泛应用。但随着输出功率的提高，开关管的电流应力也随之增加。为降低开关管的电流应力，可采用多个器件或模块并联，但也同时存在热设计困难、控制电路复杂等问题。

中国国家知识产权局，专利号为201010598995.8，专利名称为“对称控制型三相三电平直流变换器及对称控制方法”的专利文件，公开了一种对称控制型三相三电平直流变换器，包括电源电路、半桥三电平电路、全桥电路、三相隔离变压器及整流滤波电路，该专利主要针对高输入大功率应用场合，有效降低了开关管电压和电流应力，一定程度上解决了热设计困难、控制电路复杂等问题。

但是，但该专利公开的变换器还存在如下问题：

（1）同一桥臂的两只开关管存在同时关断时间，在该时段内，两只开关管结电容同时参与谐振，无法保证在开关管开通之前其两端电压恰好谐振至零，因此开关管为硬开关，变换器效率低，开关频率受限，变换器体积重量大。

（2）输出为电感/电容型滤波，当输出电压较高时，输出滤波电感体积重量大，因此该变换器不适用于高压输出场合。

发明内容

本发明所要解决的技术问题是：提供一种三相三电平LLC谐振直流变换器，有效解决了现有技术中变换器开关管硬开关引起的开关损耗大的问题。同时输出为单电容滤波，副边整流管电压应力仅为输出电压，适用于高压输出场合。

本发明为解决上述技术问题，采用如下技术方案：

一种三相三电平LLC谐振直流变换器，包括输入分压电容单元、半桥三电平单元、全桥单元、三相隔离变压器、整流及滤波电路；所述全桥单元包括第一桥臂、第二桥臂；所述半桥三电平单元包括逆变桥臂；所述三相隔离变压器包括a相变压器、b相变压器、c相变压器，所述a、b、c相变压器原边绕组分别包括第一端、第二端；还包括用于实现软开关功能的谐振网络，所述谐振网络包括A相支路、B相支路、C相支路；所述谐振网络的A相支路、B相支路、C相支路均包括谐振电感、谐振电容、激磁电感；其中，所述全桥单元的第一桥臂中点与a相隔离变压器原边绕组的第一端之间依次串联连接A相支路的谐振电感、谐振电容，所述A相支路的激磁电感连接于a相隔离变压器原边绕组的两端；所述半桥三电平单元的逆变桥臂中点与b相隔离变压器原边绕组的第一端之间依次串联连接B相支路的谐振电感、谐振电容，所述B相支路的激磁电感连接于b相隔离变压器原边绕组的两端；所述全桥单元的第二桥臂中点与c相隔离变压器原边绕组的第一端之间依次串联连接C相支路的谐振电感、谐振电容，所述C相支路的激磁电感连接于c相隔离变压器原边绕组的两端；所述a、b、c相隔离变压器原边绕组的第二端相互连接。

所述三相隔离变压器原副边的连接方式包括星形/星形、星形/三角形、三角形/星形、三角形/三角形。

所述半桥三电平单元的逆变桥臂包括第一开关管、第三开关管、第四开关管、第六开关管、第一续流二极管、第二续流二极管、飞跨电容；所述全桥单元的第一桥臂包括第一开关管、第四开关管，所述全桥单元的第二桥臂包括第二开关管、第五开关管。

进一步地，本发明还公开了一种三相三电平LLC谐振直流变换器的控制方法，依次设置第一至第六开关管相隔1/6开关周期导通且导通时间相等，占空比为0.5。

所述第一至第六开关管采用变频控制。

与现有技术相比，本发明具有如下有益效果：

1、增加了谐振电路，使得该变换器实现了软开关功能，减小了开关损耗。

2、副边整流管电压应力仅为输出电压，适用于高压输出场合。

3、有效提高输出电流脉动频率，进而减小滤波电容，提高了变换器的功率密度。

4、可以在宽电压范围和宽负载范围内实现开关管的ZVS（零电压开关）与副边整流管的ZCS（零电流开关），变换器具有高效率和高功率密度。

附图说明

图1为本发明三相三电平LLC谐振直流变换器的电路结构示意图。

图2为本发明三相三电平LLC谐振直流变换器的主要工作参数波形图。

图3～13是各开关模态的等效电路结构示意图。

图14为不同品质因数下的增益曲线图。

其中，图中的标记为：1-输入分压电容单元；2-半桥三电平单元；3-全桥单元；4-谐振网络；5-三相隔离变压器；6-整流及滤波电路。

具体实施方式

下面结合附图对本发明的技术方案进行详细说明：

如图1所示，一种三相三电平LLC谐振直流变换器，包括输入分压电容单元1、半桥三电平单元2、全桥单元3、谐振网络4、三相隔离变压器5、整流及滤波电路6。其中输入分压电容单元1包括输入直流电压V_in，分压电容C_d1和C_d2，容量很大且相等，其电压均为输入电压V_in的一半，即V_in/2，分压电容C_d1、C_d2可分别看作电压为V_in/2的电压源。半桥三电平单元2包括开关管Q₁、Q₃、Q₄和Q₆及其各自的体二极管和寄生电容、续流二极管D_f1和D_f2以及飞跨电容C_ss。全桥单元3包括开关管Q₁、Q₂、Q₄和Q₅。谐振网络4包括谐振电感L_ra、L_rb、L_rc，谐振电容C_ra、C_rb、C_rc和激磁电感L_ma、L_mb、L_mc。三相隔离变压器5包括a相、b相、c相隔离变压器T_ra、T_rb、T_rc，T_ra、T_rb、T_rc的原边绕组采用星形连接方式，副边绕组采用三角形连接方式。整流及滤波电路6包括整流二极管D_R1～D_R6，输出滤波电容C_f。

所述谐振网络包括A相、B相、C相，其中A相包括谐振电感L_ra、谐振电容C_ra、激磁电感L_ma，谐振电感L_ra与谐振电容C_ra串联连接后与a相隔离变压器T_ra的原边绕组第一端连接；B相包括谐振电感L_rb、谐振电容C_rb、激磁电感L_mb，谐振电感L_rb与谐振电容C_rb串联连接后与b相隔离变压器T_rb的原边绕组第一端连接；C相包括谐振电感L_rc、谐振电容C_rc、激磁电感L_mc，谐振电感L_rc与谐振电容C_rc串联连接后与c相隔离变压器T_rc的原边绕组第一端连接；a相、b相、c相隔离变压器T_ra、T_rb、T_rc的原边绕组第二端互相连接组成星形连接方式；所述激磁电感L_ma与所述隔离变压器T_ra的原边绕组并联连接，所述激磁电感L_mb与所述隔离变压器T_rb的原边绕组并联连接，所述激磁电感L_mc与所述隔离变压器T_rc的原边绕组并联连接。

所述三相隔离变压器原副边的连接方式包括星形/星形、星形/三角形、三角形/星形、三角形/三角形。

该三相三电平LLC谐振直流变换器的具体控制方法如下，Q₁～Q₆的导通时间相同，占空比均为0.5，序号相邻的开关管Q₁～Q₆依次轮流导通，其导通时间相隔1/6开关周期。变换器通过调节开关频率来控制输出电压。

下面结合图2-图13详细介绍三相三电平LLC谐振型直流变换器的具体工作原理。根据开关频率f_s与谐振频率f_r之间的大小关系，变换器的工作模式分为三种：(1)f_s<f_r，(2)f_s=f_r，(3)f_s>f_r。不同工作模式的原理不同，为简单起见，本说明书仅针对f_s>f_r情况进行分析，其余两种的分析方法类似。

如图2所示，在一个完整周期中，变换器的工作情况在前半周期与后半周期具有相似性，因此以前半周期为例对电路进行分析，其中，v_AB为A与B两点间电压；v_AC为A与C两点间电压；v_BC为B与C两点间电压；v_ab为a与b两点间电压；v_bc为b与c两点间电压；v_ca为c与a两点间电压；V_o为输出电压。i_A、i_B、i_C为隔离变压器原边线电流。i_a、i_b、i_c为隔离变压器副边线电流。i_pa、i_pb、i_pc为隔离变压器a相、b相和c相的原边电流。i_sa、i_sb、i_sc为隔离变压器a相、b相和c相的副边电流。i_Lma、i_Lmb、i_Lmc分别为流过隔离变压器激磁电感L_ma、L_mb、L_mc的电流。i_rect为副边整流电流。

不同开关模态下变换器的工作情况如附图3～13所示，其中横向标注电流参考方向以箭头向右为正，纵向标注电流参考方向以箭头向下为正。

为使分析简便，做以下假设：

(1)所有开关管和二极管均为理想器件；

(2)所有电感、电容和电阻均为理想器件；

(3)输出滤波电容足够大，在一个开关周期内可以看作是一个电压值为V_o的恒压源；

(4)忽略变压器漏感，激磁电感L_ma=L_mb=L_mc=L_m，谐振电感L_ra=L_rb=L_rc=L_r；

(5)飞跨电容较大，其电压近似为V_in/2不变。

变换器的具体工作原理分析如下：

1.开关模态1[t₀时刻以前]，如图3所示，

t₀时刻之前，零电压开通Q₁，线电流i_A反向减小至零后继续正向增加，i_B反向增大，i_C正向减小。副边整流管D_R2、D_R4和D_R5导通，加在L_ma上的电压为零，i_Lma维持不变，由于i_Lma的存在，i_pa相位超前于i_A，先于i_A减小到零后继续正向增加。L_mb上的电压与其电流为非关联参考方向，因此i_Lmb线性下降。

2.开关模态2[t₀-t₁]，如图4所示，

由于变压器采用Y-△（星形-三角形）连接方式，所以原副边线电流存在相位差，t₀时刻副边线电流i_a反向减小到零并正向增大，D_R1开始导通，D_R2自然关断，为零电流关断，无反向恢复问题。D_R1导通后，L_ma上的电压与其电流为非关联参考方向，i_Lma线性下降。加在L_mc上的电压为零，i_Lmc维持不变。

3.开关模态3[t₁-t₂]，如图5所示，

t₁时刻Q₅关断，线电流i_C给结电容C₅充电、给C₂放电，由于C₅限制了Q₅两端电压的上升率，因此Q₅为零电压关断。t₂时刻C₂、C₅充放电结束，此时i_C电流仍正向流通，从Q₂的体二极管D₂续流。

4.开关模态4[t₂-t₃]，如图6所示，

在该模态中，由于D₂导通，将Q₂两端箝位在零，因此可以零电压开通Q₂。i_B由反向峰值逐渐减小，i_C正向减小，流经飞跨电容。由于i_Lmc的存在，i_pc相位超前于i_C，其先于i_C减小到零后继续反向增加。

5.开关模态5[t₃-t₄]，如图7所示，

t₃时刻，i_C下降到零并反向增加，此时流经续流二极管D_f2。由于原副边线电流存在相位差，副边线电流i_c滞后于i_C，t₄时刻i_c减小到零。在该模态中，i_Lma一直线性下降，在t₄时刻下降到零。

6.开关模态6[t₄-t₅]，如图8所示，

t₄时刻i_c减小到零并反向增加，副边整流管换流，D_R6开始导通，D_R5零电流关断。D_R6导通后，L_mc上的电压与其电流为非关联参考方向，i_Lmc线性下降。L_mb上的电压为零，i_Lmb维持不变。

7.开关模态7[t₅-t₆]，如图9所示，

t₅时刻Q₆关断，线电流i_B给结电容C₆充电、给C₃放电，由于C₆限制了Q₆两端电压的上升率，因此Q₆为零电压关断。t₆时刻C₃、C₆充放电结束，Q₆源极电位下降至V_in/2，D_f1开始导通。

8.开关模态8[t₆-t₇]，如图10所示，

D_f1导通后，将Q₃两端电压箝位在零，因此可以零电压开通Q₃。i_B反向减小至零后继续正向增加，i_C反向增大，i_A正向减小。副边整流管D_R1、D_R4和D_R6导通，i_Lmb维持不变，由于i_Lmb的存在，i_pb相位超前于i_B，先于i_B减小到零后继续正向增加。i_Lmc继续线性下降。由于原副边线电流存在相位差，副边线电流i_b滞后于i_B，t₇时刻i_b减小到零。

9.开关模态9[t₇-t₈]，如图11所示，

t₇时刻i_b减小到零并反向增加，副边整流管换流，D_R4零电流关断，D_R3开始导通。D_R3导通后，L_mb上的电压与其电流为非关联参考方向，i_Lmb线性下降。L_ma上的电压为零，i_Lma维持不变。

10.开关模态10[t₈-t₉]，如图12所示，

t₈时刻Q₁关断，线电流i_A给结电容C₁充电、给C₄放电，由于C₁限制了Q₁两端电压的上升率，因此Q₁为零电压关断。t₉时刻C₁、C₄充放电结束，D₄自然导通。

11.开关模态11[t₉-t₁₀]，如图13所示，

D₄导通后，将Q₄两端电压箝位在零，因此可以零电压开通Q₄。i_A减小至零后继续反向增加，i_B正向增大，i_C反向减小。副边整流管D_R1、D_R3和D_R6导通，i_Lma维持不变，由于i_Lma的存在，i_pa相位超前于i_A，先于i_A减小到零后继续反向增加。i_Lmb继续线性下降。由于原副边线电流存在相位差，副边线电流i_a滞后于i_A，t₁₀时刻i_a减小到零。

t₁₀时刻以后，变换器进入后半个周期，工作情况与上述时段类似。

输入、输出电压的传输比(M)是谐振变换器的一个重要参数，也是设计元件的一个重要依据，它与开关频率、负载均有关。谐振变换器的分析方法通常采用基波分量法，它忽略了高次谐波的影响，假定只有开关频率的基波分量才传输能量。这样，谐振变换器就可以简化为线性电路来进行分析。

在分析之前，作如下定义：

(1)标幺频率F：

$F=\frac{f_s}{f_r}={\mathrm{\&omega;}}_s\sqrt{L_r{C}_r}---\left(1\right)$

其中，f_s为开关频率，f_r为谐振频率，ω_s为开关角频率，L_r为谐振电感，C_r为谐振电容。

(2)品质因数Q：

$Q=\frac{Z_r}{R_{\mathrm{leq}}}=\sqrt{\frac{L_r}{C_r}}/R_{\mathrm{leq}}---\left(2\right)$

其中R_leq为折射到变压器原边的负载电阻，R_leq=3K²·R_ld，K为变压器原副边变比，Z_r为特征阻抗，R_ld为负载电阻。

(3)激磁电感与谐振电感之比λ：

$\mathrm{\&lambda;}=\frac{L_m}{L_r}---\left(3\right)$

其中L_m为变压器激磁电感。

采用基波分析法对三相三电平LLC谐振型变换器进行分析，取λ=4，推导其输入输出电压传输比表达式如下：

$M=\frac{6}{{\mathrm{\&pi;}}^2}/\sqrt{\frac{36}{{\mathrm{\&pi;}}^4}[1+\frac{1}{4}(1-\frac{1}{F^2}){]}^2+Q^2{(F-\frac{1}{F})}^2}---\left(4\right)$

同理可推导出纯阻性条件下增益M与F的关系式：

$M_R=\frac{2F}{\sqrt{{5F}^2-1}}---\left(5\right)$

根据式(4)与(5)可以做出该变换器在λ=4的条件下的纯阻性负载增益曲线和不同Q值下的增益曲线，如图14所示。附图14中纯阻性曲线将整个工作区域划分为ZVS(零电压开关)和ZCS(零电流开关)区域。当变换器工作在纯阻性曲线左侧时，变换器呈容性，开关管工作在ZCS状态；相反，当变换器工作在纯阻性曲线右侧时，变换器呈感性，开关管工作在ZVS状态。

除了纯阻性曲线外，F=1这条直线也比较特殊。从图中可以看出，当开关频率f_s等于谐振频率f_r时，无论负载多大，即不论Q取值为多少，变换器的电压增益都为1，这是因为此时谐振回路的阻抗为零，电源激励直接加在变压器原边，将电压传输到负载侧，而与激磁电感L_m无关。

以纯阻性曲线和F=1这条直线为界，可以将附图14划分为三个区域：

区域1：F=1的右半部分与纯阻性曲线下半部分所包围区域，此时的电压增益M<1，处于降压模式，变换器呈感性，开关管工作在ZVS状态。

区域2：F=1的左半部分与纯阻性曲线右侧所包围区域，此时的电压增益M>1，处于升压模式，变换器仍呈感性，开关管工作在ZVS状态。

区域3：F=1的左半部分与纯阻性曲线左侧所包围区域，此时的变换器呈容性，开关管工作在ZCS状态。

在设计变换器时，应该尽量让其工作在ZVS区域，即区域1和2。由分析可知，变换器工作在区域1时，选取较大Q值有利于实现开关管ZVS，但Q值太大会使原边电流值增大从而增加了开关管的电流应力；变换器工作在区域2时，Q值较小可以使开关管实现ZVS，但Q值较小会造成原边电流畸变，不再是完整的正弦电流波形，而且原边电流太小导致没有足够能量实现开关管的ZVS。综合考虑，可以选择区域1作为此变换器的工作区域，即设计变换器工作在高于谐振频率，并合理选择一个品质因数Q，从而保证了开关管可以容易实现ZVS。

从附图14还可以看出，随着Q值的增大，电压增益M减小。根据Q值的定义，在其它参数一定的情况下，Q值与负载电流成正比，因此在设计变换器时，应在低压满载情况下设计变换器的最大传输增益值以保证其它输入电压、负载情况下足够的电压增益。

本发明的一个具体实例如下：输入直流电压：V_in=436～590V；输出直流电压：V_o=400V；输出电流：I_o=5A；三相变压器原副边变比：K=0.3；输出滤波电容：C_f=470uF；MOSFET(Q₁-Q₆)型号为：IRFP460；续流二极管(D_f1、D_f2)型号为：DSEI30-06A；副边整流二极管(D_R1-D_R6)型号为：C3D20060D；谐振频率：f_r=50kHz；谐振网络参数为L_r=245uH，C_r=40nF，L_m=290uH。

由以上描述可知，本发明提出的三相三电平LLC谐振型直流变换器具有如下优点：

①所有开关管的电压应力均为输入电压的一半，适用于高压输入场合；

②副边整流管的电压应力仅为输出电压，适用于高压输出场合；

③采用三相电路结构，开关管电流应力小，输出电流脉动频率是单相变换器的三倍，可有效减小输出滤波电容；

④变压器激磁电感和漏感可以作为谐振支路的组成部分，从而减小变换器的无源元件体积和重量；

⑤可以在宽电压范围和宽负载范围内实现开关管的ZVS和副边整流管的ZCS，变换器具有高效率。

Claims (5)

1.一种三相三电平LLC谐振直流变换器，包括输入分压电容单元、半桥三电平单元、全桥单元、三相隔离变压器、整流及滤波电路；所述全桥单元包括第一桥臂、第二桥臂；所述半桥三电平单元包括逆变桥臂；所述三相隔离变压器包括a相变压器、b相变压器、c相变压器，所述a、b、c相变压器原边绕组分别包括第一端、第二端；其特征在于：还包括用于实现软开关功能的谐振网络，所述谐振网络包括A相支路、B相支路、C相支路；所述谐振网络的A相支路、B相支路、C相支路均包括谐振电感、谐振电容、激磁电感；其中，所述全桥单元的第一桥臂中点与a相隔离变压器原边绕组的第一端之间依次串联连接A相支路的谐振电感、谐振电容，所述A相支路的激磁电感连接于a相隔离变压器原边绕组的两端；所述半桥三电平单元的逆变桥臂中点与b相隔离变压器原边绕组的第一端之间依次串联连接B相支路的谐振电感、谐振电容，所述B相支路的激磁电感连接于b相隔离变压器原边绕组的两端；所述全桥单元的第二桥臂中点与c相隔离变压器原边绕组的第一端之间依次串联连接C相支路的谐振电感、谐振电容，所述C相支路的激磁电感连接于c相隔离变压器原边绕组的两端；所述a、b、c相隔离变压器原边绕组的第二端相互连接。

2.根据权利要求1所述三相三电平LLC谐振直流变换器，其特征在于：所述三相隔离变压器原副边的连接方式包括星形/星形、星形/三角形、三角形/星形、三角形/三角形。

3.根据权利要求1或2所述三相三电平LLC谐振直流变换器，其特征在于：所述半桥三电平单元的逆变桥臂包括第一开关管、第三开关管、第四开关管、第六开关管、第一续流二极管、第二续流二极管、飞跨电容；所述全桥单元的第一桥臂包括第一开关管、第四开关管，所述全桥单元的第二桥臂包括第二开关管、第五开关管。

4.一种基于权利要求3所述三相三电平LLC谐振直流变换器的控制方法，其特征在于：依次设置第一至第六开关管相隔1/6开关周期导通且导通时间相等，占空比为0.5。

5.根据权利要求4所述三相三电平LLC谐振直流变换器的控制方法，其特征在于：所述第一至第六开关管采用变频控制。

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