CN106887953A - 开关电源装置 - Google Patents

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Abstract

本发明的开关电源装置具备：输入端子对、输出端子对、第一至第三一次绕组和第一至第三二次绕组、开关电路、整流平滑电路、以及驱动单元。在开关电路中，分别互相串联的第一和第二开关元件、第三和第四开关元件、以及第一和第二电容元件互相并联配置于输入端子对之间，第一至第三一次绕组插入配置于所定的连接点之间。在整流平滑电路中，各自具有互相串联配置的2个整流元件的第一至第三杆件互相并联配置于输出端子对之间，第一至第三二次绕组以H桥式连接于所定的2根杆件之间，扼流线圈配置于第一至第三杆件与输出电容元件之间。

Description

开关电源装置
技术领域
本发明涉及一种使用开关元件进行电压变换的开关电源装置。
背景技术
作为开关电源装置的一个例子，提出了各种DC-DC切换器，已被投入实际使用(例如，专利文献1、2)。这种DC-DC切换器一般来说，具备：包含开关元件的开关电路(逆变器电路)、电力变压器(变压元件)、和整流平滑电路。
现有技术文献
专利文献
专利文献1：美国专利申请公开第2009/0196072号说明书
专利文献2：美国专利第8780585号说明书
发明内容
然而，像这样的DC-DC切换器等开关电源装置一般来说，期望提高电力转换效率。
因此，期望提供一种可以容易地提高电力转换效率的开关电源装置。
本发明的一种实施方式的开关电源装置具备：输入端子对，输入输入电压；输出端子对，输出输出电压；第一至第三一次绕组和第一至第三二次绕组，构成3个变压器；开关电路，配置在输入端子对与第一至第三一次绕组之间，并且以包含第一至第四开关元件、以及第一和第二电容元件的方式构成；整流平滑电路，配置在输出端子对与第一至第三二次绕组之间，并且以包含6个整流元件、扼流线圈、和配置在输出端子对之间的输出电容元件的方式构成；以及驱动单元，进行分别控制第一至第四开关元件的动作的切换驱动。在所述开关电路中，通过第一连接点互相串联的第一和第二开关元件、通过第二连接点互相串联的第三和第四开关元件、以及通过第三连接点互相串联的第一和第二电容元件互相并联配置于输入端子对之间；并且第一一次绕组插入配置于第一和第三连接点之间，第二一次绕组插入配置于第二和第三连接点之间，第三一次绕组插入配置于第一和第二连接点之间。在所述整流平滑电路中，第一至第三杆件互相并联配置于输出端子对之间，并且该第一至第三杆件各自具有以同一方向互相串联配置的2个整流元件；第一二次绕组以H桥式连接于第一和第二杆件之间；互相串联的第二和第三二次绕组以H桥式连接于第二和第三杆件之间；扼流线圈配置于第一至第三杆件与输出电容元件之间。
根据本发明的一种实施方式的开关电源装置，可以容易地提高电力转换效率。此外，本说明书所记载的效果只是例示，并不限于此，另外也可以具有附加效果。
附图说明
图1是表示本发明的一种实施方式的开关电源装置的概略结构例子的电路图。
图2是表示图1所示的开关电路的详细结构例子的电路图。
图3是表示图1所示的开关电源装置的动作例子的时序波形图。
图4是表示图1所示的开关电源装置的工作状态例子的电路图。
图5是表示继图4之后的工作状态例子的电路图。
图6是表示继图5之后的工作状态例子的电路图。
图7是表示继图6之后的工作状态例子的电路图。
图8是用于说明图1所示的整流平滑电路内的工作状态例子的电路图。
图9是图8所示的工作状态例子的示意图。
图10是用于说明图9所示的工作状态例子的变形例的示意图。
图11是表示变形例1的开关电源装置的概略结构例子的电路图。
图12是用于说明图11所示的整流平滑电路内的工作状态例子的电路图。
图13是表示变形例2的开关电源装置的概略结构例子的电路图。
图14是表示变形例3的开关电源装置的概略结构例子的电路图。
图15是表示变形例4的整流平滑电路的结构例子的电路图。
符号的说明
1,1A,1B,1C 开关电源装置
10 电池
2,2A,2B,2C 开关电路
31,32,33 变压器
311,321,331 一次绕组
312,322,332 二次绕组
4,4A,4C～4E 整流平滑电路
411,412,421,422,431,432,441,442 整流二极管
5 驱动电路
7 负载
T1,T2 输入端子
T3,T4 输出端子
L1H 一次侧高压线
L1L 一次侧低压线
LO 输出线
LG 接地线
Vin 直流输入电压
Vout 直流输出电压
Iout 输出电流
Ia～Im 回线电流
Cout 输出平滑电容器
S1～S4 开关元件
SG1～SG4 驱动信号
D1～D4,D51,D52 二极管
C1～C4,C51,C52,C61～C63 电容器
Lr 谐振电感器
Lch 扼流线圈
P1～P10,Px 连接点
Np1～Np3,Ns1～Ns3 匝数
t0～t8 时间
相位差
ΔTs 串联状态期间
ΔTp 并联状态期间
具体实施方式
下面参照附图对本发明的实施方式进行详细说明。再有，说明按以下的顺序进行。
1.实施方式(在整流平滑电路内设置有6个整流元件的例子)
2.变形例
变形例1(在整流平滑电路内设置有8个整流元件的例子)
变形例2(在开关电路内设置有用于防止偏励磁的电容元件的例子)
变形例3(在开关电路内设置有用于反向电压钳位的整流元件的例子)
变形例4(整流平滑电路内的扼流线圈的其他结构例子)
3.其他变形例
<1.实施方式>
[结构]
图1是表示本发明的一种实施方式的开关电源装置(开关电源装置1)的概略结构例子的电路图。该开关电源装置1将由电池10(第一电池)供给的直流输入电压Vin变压成直流输出电压Vout，供应给未图示的第二电池用来驱动负载7，从而发挥作为DC-DC切换器的功能。在这里，作为开关电源装置1的变压形态，可以是上变换(升压)和下变换(降压)中的任何一种。
再有，直流输入电压Vin对应于本发明的“输入电压”的一个具体例子，直流输出电压Vout对应于本发明的“输出电压”的一个具体例子。
开关电源装置1具备：2个输入端子T1,T2、2个输出端子T3,T4、1个开关电路2、3个变压器31,32,33、整流平滑电路4、以及驱动电路5。在输入端子T1、T2之间输入直流输入电压Vin，从输出端子T3、T4之间输出直流输出电压Vout。
再有，输入端子T1、T2对应于本发明的“输入端子对”的一个具体例子，输出端子T3、T4对应于本发明的“输出端子对”的一个具体例子。另外，变压器31、32、33对应于本发明的“3个变压器”的一个具体例子，并且分别对应于本发明的“第一变压器”、“第二变压器”、“第三变压器”的一个具体例子。
再有，在该开关电源装置1中，也可以在连接于输入端子T1的一次侧高压线L1H与连接于输入端子T2的一次侧低压线L1L之间配置输入平滑电容器Cin。具体地说，也可以将该输入平滑电容器Cin的第一端连接于一次侧高压线L1H，并且将该输入平滑电容器Cin的第二端连接于一次侧低压线L1L。该输入平滑电容器Cin是用于使从输入端子T1、T2输入的直流输入电压Vin平滑化的电容器。但是，在图1所示的电路结构例子中，因为后述的开关电路2内的2个电容器C51、C52也分别发挥作为输入平滑电容器的功能，所以在该例子中没有设置输入平滑电容器Cin。
(开关电路2)
开关电路2配置在输入端子T1,T2、与后述的变压器31,32,33的一次绕组311,321,331之间。开关电路2如图1所示，具有：4个开关元件S1～S4、4个二极管D1～D4、6个电容器C1～C4,C51,C52、以及1个谐振电感器Lr。在该开关电路2中，如图1所示，开关元件S1,S2、开关元件S3,S4、与电容器C51,C52在输入端子T1,T2之间互相并联配置。
再有，开关元件S1～S4分别对应于本发明的“第一开关元件”、“第二开关元件”、“第三开关元件”、“第四开关元件”的一个具体例子。另外，电容器C51,C52分别对应于本发明的“第一电容元件”、“第二电容元件”的一个具体例子。
在这里，图2表示开关电路2的详细结构例子的电路图。该开关电路2如图2的(A)～(C)所示，以包含3个桥接电路的方式构成。具体地说，开关电路2包含：图2的(A)所示的半桥电路21、图2的(B)所示的半桥电路22、和图2的(C)所示的全桥电路23。
再有，半桥电路21对应于本发明的“第一半桥电路”的一个具体例子，半桥电路22对应于本发明的“第二半桥电路”的一个具体例子。
半桥电路21如图2的(A)所示，具有：2个开关元件S1,S2、分别对这些开关元件S1,S2并联连接的电容器C1,C2和二极管D1,D2、2个电容器C51,C52、以及谐振电感器Lr。另一方面，半桥电路22如图2的(B)所示，具有：2个开关元件S3,S4、分别对这些开关元件S3,S4并联连接的电容器C3,C4和二极管D3,D4、以及2个电容器C51,C52。总之，电容器C51、C52分别为2个半桥电路21、22的共用元件。另外，全桥电路23具有：上述4个开关元件S1～S4、4个二极管D1～D4、和4个电容器C1～C4。总之，开关元件S1,S2、二极管D1,D2和电容器C1,C2分别为半桥电路21和全桥电路23的共用元件。另外，开关元件S3,S4、二极管D3,D4和电容器C3,C4分别为半桥电路22和全桥电路23的共用元件。再有，二极管D1～D4都是：阴极配置在一次侧高压线L1H侧，并且阳极配置在一次侧低压线L1L侧，成为反方向连接状态。
在半桥电路21中，如图2的(A)所示，开关元件S1,S2各自的第一端、电容器C1,C2各自的第一端、二极管D1的阳极、与二极管D2的阴极在连接点P1互相连接。电容器C51、C52的第一端彼此在连接点P3互相连接。开关元件S1的第二端、电容器C1的第二端、二极管D1的阴极、与电容器C51的第二端在一次侧高压线L1H上的连接点P4互相连接。开关元件S2的第二端、电容器C2的第二端、二极管D2的阳极、与电容器C52的第二端在一次侧低压线L1L上的连接点P5互相连接。在连接点P1、P3之间，以互相串联的状态插入配置有后述的变压器31的一次绕组311与谐振电感器Lr。具体地说，一次绕组311的第一端连接于连接点P3，一次绕组311的第二端与谐振电感器Lr的第一端在连接点P6互相连接，谐振电感器Lr的第二端连接于连接点P1。在具有这样的结构的半桥电路21中，通过按照由后述的驱动电路5供给的驱动信号SG1、SG2，各个开关元件S1、S2进行导通·切断动作，将施加在输入端子T1、T2之间的直流输入电压Vin变换成交流电压向变压器31输出。
在半桥电路22中，如图2的(B)所示，开关元件S3,S4各自的第一端、电容器C3,C4各自的第一端、二极管D3的阳极、与二极管D4的阴极在连接点P2互相连接。开关元件S3的第二端、电容器C3的第二端、二极管D3的阴极、与电容器C51的第二端在上述连接点P4互相连接。开关元件S4的第二端、电容器C4的第二端、二极管D4的阳极、与电容器C52的第二端在上述连接点P5互相连接。在连接点P2、P3之间，插入配置有后述的变压器32的一次绕组321。在具有这样的结构的半桥电路22中，通过按照由后述的驱动电路5供给的驱动信号SG3、SG4，各个开关元件S3、S4进行导通·切断动作，将直流输入电压Vin变换成交流电压向变压器32输出。
在全桥电路23中，如图2的(C)所示，开关元件S1,S2各自的第一端、电容器C1,C2各自的第一端、二极管D1的阳极、与二极管D2的阴极在连接点P1互相连接。开关元件S3,S4各自的第一端、电容器C3,C4各自的第一端、二极管D3的阳极、与二极管D4的阴极在连接点P2互相连接。开关元件S1的第二端、电容器C1的第二端、二极管D1的阴极、开关元件S3的第二端、电容器C3的第二端、与二极管D3的阴极在上述连接点P4互相连接。开关元件S2的第二端、电容器C2的第二端、二极管D2的阳极、开关元件S4的第二端、电容器C4的第二端、与二极管D4的阳极在上述连接点P5互相连接。在连接点P1、P2之间，插入配置有后述的变压器33的一次绕组331。在具有这样的结构的全桥电路23中，通过按照由后述的驱动电路5供给的驱动信号SG1～SG4，各个开关元件S1～S4进行导通·切断动作，将直流输入电压Vin变换成交流电压向变压器33输出。
在这里，作为开关元件S1～S4，例如使用场效应晶体管(MOS-FET：Metal OxideSemiconductor-Field Effect Transistor)、IGBT(Insulated Gate BipolorTransistor)等开关元件。在使用MOS-FET作为开关元件S1～S4的情况下，电容器C1～C4和二极管D1～D4可以分别由该MOS-FET的寄生电容或寄生二极管构成。另外，电容器C1～C4也可以分别由二极管D1～D4的结电容构成。在像这样构成的情况下，不需要在开关元件S1～S4之外另外设置电容器C1～C4、二极管D1～D4，从而可以使开关电路2(半桥电路21、22和全桥电路23)的电路结构简化。
再有，上述连接点P1、P2、P3分别对应于本发明的“第一连接点”、“第二连接点”、“第三连接点”的一个具体例子。
(变压器31～33)
变压器31如图1所示，具有互相磁耦合的一次绕组311和二次绕组312。一次绕组311的第一端连接于连接点P3，第二端连接于连接点P6。二次绕组312的第一端连接于后述的整流平滑电路4内的连接点P7，第二端连接于整流平滑电路4内的连接点P8。再有，在图1中，对这些一次绕组311和二次绕组312的卷绕开始的位置分别用黑圆点(“●”)的符号表示，以下同样。该变压器31对由半桥电路21生成的交流电压(输入变压器31的交流电压)进行电压变换，并从二次绕组312的端部输出交流电压。再有，这种情况下的电压变换程度由一次绕组311的匝数Np1与二次绕组312的匝数Ns1的匝数比(＝Np1/Ns1)来决定(参照图1)。
变压器32也同样如图1所示，具有互相磁耦合的一次绕组321和二次绕组322。一次绕组321的第一端连接于连接点P3，第二端连接于连接点P2。二次绕组322的第一端连接于后述的整流平滑电路4内的连接点P8，第二端连接于整流平滑电路4内的连接点P10。再有，在图1中，对这些一次绕组321和二次绕组322的卷绕开始的位置分别用黑圆点的符号表示，以下同样。该变压器32对由半桥电路22生成的交流电压(输入变压器32的交流电压)进行电压变换，并从二次绕组322的端部输出交流电压。再有，这种情况下的电压变换程度由一次绕组321的匝数Np2与二次绕组322的匝数Ns2的匝数比(＝Np2/Ns2)来决定(参照图1)。
变压器33也同样如图1所示，具有互相磁耦合的一次绕组331和二次绕组332。一次绕组331的第一端连接于连接点P1，第二端连接于连接点P2。二次绕组332的第一端连接于后述的整流平滑电路4内的连接点P10，第二端连接于整流平滑电路4内的连接点P9。再有，在图1中，对这些一次绕组331和二次绕组332的卷绕开始的位置分别用黑圆点的符号表示，以下同样。该变压器33对由全桥电路23生成的交流电压(输入变压器33的交流电压)进行电压变换，并从二次绕组332的端部输出交流电压。再有，这种情况下的电压变换程度由一次绕组331的匝数Np3与二次绕组332的匝数Ns3的匝数比(＝Np3/Ns3)来决定(参照图1)。
这里在本实施方式中，如图1中和以下的(1)式所示，变压器31的一次绕组311的匝数Np1与二次绕组312的匝数Ns1的匝数比(＝Np1/Ns1)等于变压器32的一次绕组321的匝数Np2与二次绕组322的匝数Ns2的匝数比(＝Np2/Ns2)。另外，在本实施方式中，如图1中所示，变压器33的一次绕组331的匝数Np3与二次绕组332的匝数Ns3的匝数比(＝Np3/Ns3)例如可以根据开关电源装置1的用途、产品的规格等，设定为任意的值。总之，该变压器33的匝数比(Np3/Ns3)可以等于变压器31、32的匝数比(Np1/Ns1＝Np2/Ns2)，也可以不等于(大或小)变压器31、32的匝数比。
(Np1/Ns1)＝(Np2/Ns2)……(1)
再有，一次绕组311、321、331分别对应于本发明的“第一一次绕组”、“第二一次绕组”、“第三一次绕组”的一个具体例子。另外，二次绕组312、322、332分别对应于本发明的“第一二次绕组”、“第二二次绕组”、“第三二次绕组”的一个具体例子。
(整流平滑电路4)
整流平滑电路4配置在变压器31、32、33的二次绕组312、322、332与输出端子T3、T4之间。该整流平滑电路4具有：6个整流二极管411,412,421,422,431,432、1个扼流线圈Lch、和1个输出平滑电容器Cout。
再有，整流二极管411、412、421、422、431、432分别对应于本发明的“6个整流元件”的一个具体例子，输出平滑电容器Cout对应于本发明的“输出电容元件”的一个具体例子。
黄浩
在该整流平滑电路4中，形成有各自包含以同一方向互相串联配置的2个整流二极管的3根杆件。具体地说，通过整流二极管411、412形成第一杆件，通过整流二极管421、422形成第二杆件，通过整流二极管431、432形成第三杆件。另外，这些第一～第三杆件在输出端子T3、T4之间互相并联配置。具体地说，第一～第三杆件的第一端彼此的连接点(连接点Px)通过扼流线圈Lch和输出线LO连接于输出端子T3，第一～第三杆件的第二端彼此的连接点连接于从输出端子T4延伸的接地线LG。
在第一杆件中，整流二极管411、412的阴极分别配置在该第一杆件的上述第一端侧，并且整流二极管411、412的阳极分别配置在该第一杆件的上述第二端侧。具体地说，整流二极管411的阴极连接于连接点Px，整流二极管411的阳极与整流二极管412的阴极在连接点P7互相连接，整流二极管412的阳极连接于接地线LG。
同样，在第二杆件中，整流二极管421、422的阴极分别配置在该第二杆件的上述第一端侧，并且整流二极管421、422的阳极分别配置在该第二杆件的上述第二端侧。具体地说，整流二极管421的阴极连接于连接点Px，整流二极管421的阳极与整流二极管422的阴极在连接点P8互相连接，整流二极管422的阳极连接于接地线LG。
同样，在第三杆件中，整流二极管431、432的阴极分别配置在该第三杆件的上述第一端侧，并且整流二极管431、432的阳极分别配置在该第三杆件的上述第二端侧。具体地说，整流二极管431的阴极连接于连接点Px，整流二极管431的阳极与整流二极管432的阴极在连接点P9互相连接，整流二极管432的阳极连接于接地线LG。
另外，在这些第一～第三杆件中的相互邻接的杆件彼此之间，变压器31、32、33的二次绕组312、322、332以H桥式连接。具体地说，在相互邻接的第一杆件与第二杆件之间，变压器31的二次绕组312以H桥式连接。另外，在相互邻接的第二杆件与第三杆件之间，变压器32的二次绕组322和变压器33的二次绕组332以互相串联的状态、H桥式连接。更具体地说，在第一杆件上的连接点P7与第二杆件上的连接点P8之间，插入配置有二次绕组312，并且在第二杆件上的连接点P8与第三杆件上的连接点P9之间，插入配置有二次绕组322、332。另外，在这个例子中，在第二杆件与第三杆件之间，二次绕组322配置在第二杆件侧(连接点P8侧)，并且二次绕组332配置在第三杆件侧(连接点P9侧)。
在这样的第一～第三杆件与输出平滑电容器Cout之间，配置有扼流线圈Lch。具体地说，在这些第一～第三杆件的上述第一端彼此的连接点(连接点Px)与输出平滑电容器Cout的第一端之间，通过输出线LO插入配置有扼流线圈Lch。另外，第一～第三杆件的上述第二端彼此的连接点在接地线LG上连接于输出平滑电容器Cout的第二端。
关于这样的结构的整流平滑电路4，在由整流二极管411、412、421、422、431、432构成的整流电路中，对由变压器31、32、33输出的交流电压进行整流并输出。另外，在由扼流线圈Lch和输出平滑电容器Cout构成的平滑电路中，对被上述整流电路整流过的电压进行平滑化，由此生成直流输出电压Vout。再有，像这样生成的直流输出电压Vout从输出端子T3、T4向第二电池(未图示)输出、供电。
(驱动电路5)
驱动电路5是进行分别控制开关电路2(半桥电路21、22和全桥电路23)内的开关元件S1～S4的动作的切换驱动的电路。具体地说，驱动电路5通过对开关元件S1～S4分别供给驱动信号SG1～SG4，来控制各个开关元件S1～S4的导通·切断动作。
这里在本实施方式中，驱动电路5以使2个半桥电路21、22在彼此之间具有相位差(后述的相位差)的条件下工作、且控制全桥电路23的相位的方式，进行切换驱动。换句话说，该驱动电路5通过对开关元件S1～S4进行切换相位控制，适当地设定上述相位差，来使直流输出电压Vout稳定化。另外，这时驱动电路5以在2个半桥电路21、22中，例如各个开关元件S1～S4的占空周期的导通期间的长度大约为最大值(优选最大值)的方式，进行切换驱动，在后面详细叙述。再有，该驱动电路5对应于本发明的“驱动单元”的一个具体例子。
[动作和作用·效果]
(A.基本动作)
在该开关电源装置1中，通过在开关电路2(半桥电路21、22和全桥电路23)中，对从输入端子T1、T2供给的直流输入电压Vin进行转换，生成交流电压。该交流电压被提供给变压器31、32、33的一次绕组311、321、331。然后，在变压器31、32、33中，对该交流电压进行变压，并从二次绕组312、322、332输出被变压后的交流电压。
在整流平滑电路4中，从变压器31、32、33输出的交流电压(被变压后的交流电压)由整流二极管411、412、421、422、431、432整流之后，通过扼流线圈Lch和输出平滑电容器Cout进行平滑化。由此，从输出端子T3、T4输出直流输出电压Vout。然后，该直流输出电压Vout被提供给未图示的第二电池以供其充电，并且驱动负载7。
(B.详细动作)
其次，参照图3～图7，对开关电源装置1的详细动作进行说明。
图3是表示开关电源装置1的各部分的电压波形或电流波形的时序波形图。具体地说，图3的(A)～图3的(D)表示驱动信号SG1～SG4的各个电压波形。图3的(E)～图3的(M)表示如图1中所示的分别流经整流二极管411、412、421、422、431、432的电流I411、I412、I421、I422、I431、I432与分别流经一次绕组331、321、311的电流I331、I321、I311的各个电流波形。图3的(N)表示如图1中所示的分别流经开关元件S3、S4的电流IS3、IS4的各个电流波形，图3的(P)表示如图1中所示的分别流经开关元件S1、S2的电流IS1、IS2的各个电流波形。图3的(O)、图3的(Q)表示如图1中所示的显示前述连接点P2、P1的电位的电压Vp2、Vp1的各个电压波形。图3的(R)表示如图1中所示的流经扼流线圈Lch的电流ILch的电流波形。图3的(S)表示如图1中所示的施加在前述连接点Px与接地线LG之间的电压VPx的电压波形。再有，各个电压和各个电流的方向分别以图1中的箭头所示的方向为正方向。
另外，图4～图7分别表示图3中所示的各时间(时间t0～t4)的开关电源装置1的工作状态的电路示意图。再有，图3所示的动作是时间t0～t4(前半部分的半周期份)的动作与时间t4～t8(＝t0)(后半部分的半周期份)的动作合并的1周期份的动作。
(B-1.前半部分的半周期份动作)
最初，参照图3～图7，对前半部分的半周期份(时间t0～t4)动作进行说明。
从开关元件S1～S4的驱动信号SG1～SG4(图3的(A)～(D))看，可知这些开关元件S1～S4被区分为2个开关元件对。具体地说，开关元件S1、S2全都被控制为在时间轴上的固定时间导通，被称为“相位固定侧开关元件”。另外，开关元件S3、S4全都被控制为在时间轴上的可变时间导通，被称为“相位移动侧开关元件”。
另外，这些开关元件S1～S4在切换动作的任何状态下，也在施加有直流输入电压Vin的输入端子T1、T2不发生电短路的组合和时间的情况下被驱动。具体地说，开关元件S3、S4(相位移动侧开关元件)彼此不会同时导通，另外，开关元件S1、S2(相位固定侧开关元件)彼此也不会同时导通。为了避免它们同时导通而设定的时间间隔被称为“死区时间”。另外，2个半桥电路21、22彼此(开关元件S1、S2与开关元件S3、S4)如图3中所示，在动作时具有相位差总之，驱动电路5对这些开关元件S1～S4进行切换相位控制。
(时间t0～t1)
首先，在时间t0之前的期间，开关元件S2、S4为导通状态，并且开关元件S1、S3为切断状态(图3的(A)～图3的(D))。其次，在时间t0～t1期间，首先，在即将为时间t0前，开关元件S2变为切断状态(图3的(B))，并且在时间t0，开关元件S1变为导通状态(图3的(A))。
总之，如图4所示，在该时间t0～t1期间，开关元件S1、S4分别为导通状态，并且开关元件S2、S3分别为切断状态。因此，在变压器31、32、33的一次侧(开关电路2)，分别流过经由以下路径的回线电流Ia、Ib、Ic、Id(图3的(K)～图3的(Q))。具体地说，回线电流Ia以依次经由电池10、输入端子T1、电容器C51、电容器C52、输入端子T2和电池10而循环的方式流动。回线电流Ib以依次经由一次绕组311、电容器C51、开关元件S1、谐振电感器Lr和一次绕组311而循环的方式流动。回线电流Ic以依次经由一次绕组321、开关元件S4、电容器C52和一次绕组321而循环的方式流动。回线电流Id以依次经由电池10、输入端子T1、开关元件S1、一次绕组331、开关元件S4、输入端子T2和电池10而循环的方式流动。
这样做，如图4所示，变压器31、32、33的一次绕组311、321、331分别励磁为它们的卷绕开始侧是正方向。因此，在变压器31、32、33的二次绕组312、322、332中，也分别以它们的卷绕开始侧为正方向的方式输出电压。
因此，在该时间t0～t1期间，在变压器31、32、33的二次侧(整流平滑电路4)，分别流过经由以下路径的回线电流Ie和输出电流Iout(图3的(E)～图3的(J)、图3的(R)、图3的(S))。回线电流Ie以依次经由二次绕组312、整流二极管411、扼流线圈Lch、输出平滑电容器Cout、整流二极管432、二次绕组332、二次绕组322和二次绕组312而循环的方式流动。总之，这时整流二极管411、432分别成为导通。另外，这时扼流线圈Lch由来自变压器31、32、33的各个输出电压V312、V322、V332的相互之和与直流输出电压Vout的电位差(V312+V322+V332-Vout)励磁。另一方面，输出电流Iout以依次经由输出平滑电容器Cout、输出端子T3、负载7、输出端子T4和输出平滑电容器Cout而循环的方式流动，由此驱动负载7。
这样做，该时间t0～t1期间成为通过如下“3串联状态(串联模式)”，从变压器31、32、33的一次侧向二次侧传送电力的期间。也就是说，在时间t0～t1期间，3个二次绕组312、322、332彼此成为互相串联的状态(3串联状态)。换句话说，如图3中所示，时间t0～t1期间成为二次绕组312、322、332的串联状态期间ΔTs。
(时间t1～t2)
其次，在时间t1～t2期间，首先，在时间t1，开关元件S4变为切断状态(图3的(D))。
于是，如图5所示，在变压器31、32、33的一次侧，经由以下路径的回线电流If、Ig与上述回线电流Ia、Ib一起分别流动(图3的(K)～图3的(Q))。具体地说，回线电流If以依次经由一次绕组321、电容器C3、电容器C51和一次绕组321而循环的方式流动。回线电流Ig以依次经由一次绕组321、电容器C4、电容器C52和一次绕组321而循环的方式流动。
这些回线电流If、Ig(相当于后述的“循环电流”)由积蓄在变压器32的漏感(未图示)上的能量而流动，并且以维持到目前为止的电流方向的方式流动。换句话说，通过该变压器32的漏感与电容器C3、C4、C51、C52共同构成LC谐振电路，进行LC谐振动作，从而使这样的回线电流If、Ig流动。由于这些回线电流If、Ig流动，电容器C3被放电、且电容器C4被充电，其结果是：积蓄在变压器32的漏感上的能量向一次侧的电容器C51再生。
接着，如果这样的从电容器C3的放电和向电容器C4的充电结束，那么作为开关元件S3的体二极管的二极管D3导通。于是，通过使回线电流流过作为开关元件S3的替代品的该二极管D3，从而进行向上述电容器C51的再生。另外，这时，在变压器32的一次绕组321中，其卷绕结束侧为正方向；变压器33的一次绕组331由于开关元件S1、S3，使其两端成为短路(short)状态。
接着，以这种方式在二极管D3导通的状态下，开关元件S3变为导通状态(图3的(C))。因此,能够实现ZVS(零电压·切换)动作，其结果是：开关元件S3的损失(切换损失)降低。
另外，如果向上述电容器C51的再生结束，那么流过变压器32的一次绕组321的电流的方向反转，其结果是：在该一次绕组321中，以其卷绕结束侧为正方向的方式开始励磁。
伴随这样在一次侧的电流反转，在变压器31、32、33的二次侧，如下所述(图3的(E)～图3的(J)、图3的(R)、图3的(S))。也就是说，伴随对变压器32的一次绕组321的施加电压的反转，来自该变压器32的二次绕组322的输出电压V322也反转，输出电压V322以二次绕组322的卷绕结束侧为正方向的方式输出。另外，如上所述，变压器33的一次绕组331的两端变为短路状态，伴随对该一次绕组331的施加电压变为0(零)V，来自变压器33的二次绕组332的输出电压V332也变为0V。
因此，在变压器31、32、33的二次侧，如图5所示，作为前述回线电流Ie的替代，分别流过经由以下路径的回线电流Ih、Ii。回线电流Ih以依次经由二次绕组312、整流二极管411、扼流线圈Lch、输出平滑电容器Cout、整流二极管422和二次绕组312而循环的方式流动。另外，回线电流Ii以依次经由二次绕组322、二次绕组332、整流二极管431、扼流线圈Lch、输出平滑电容器Cout、整流二极管422和二次绕组322而循环的方式流动。总之，这时，整流二极管422、431分别导通，另一方面，整流二极管432为非导通状态。另外，这时扼流线圈Lch由来自变压器31的输出电压V312与输出电压Vout的电位差(V312-Vout)而励磁。
这样做，在该时间t1～t2期间通过如下“2并联状态(并联模式)”成为从变压器31、32、33的一次侧向二次侧传送电力的期间。也就是说，在时间t1～t2期间，2个二次绕组312、322彼此成为互相并联连接的状态(2并联状态)。换句话说，如图3中所示，时间t1～t2期间成为二次绕组312、322、332的并联状态期间ΔTp。这样做，可以从前述串联状态期间ΔTs(基于串联模式的电力传送期间：时间t0～t1)向时间t1以后的并联状态期间ΔTp(基于并联模式的电力传送期间)转化。再有，如前所述，在变压器32的一次绕组321中，其卷绕结束侧为正方向的励磁开始的时刻相当于时间t2。
(时间t2～t3)
其次，如图6所示，在时间t2～t3期间，开关元件S1、S3分别为导通状态，并且开关元件S2、S4分别为切断状态(图3的(A)～图3的(D))。因此，在该时间t2～t3期间，在变压器31、32、33的一次侧，经由以下路径的回线电流Ij与前述回线电流Ia、Ib一起分别流动(图3的(k)～图3的(Q))。具体地说，该回线电流Ij以依次经由一次绕组321、电容器C51、开关元件S3和一次绕组321而循环的方式流动。
黄浩
这样做，如图6所示，在变压器31的一次绕组311中，励磁为其卷绕开始侧是正方向；另一方面，在变压器32的一次绕组321中，励磁为其卷绕结束侧是正方向。另外，如前所述，在变压器33的一次绕组331中，因为其两端为短路状态，所以对该一次绕组331的施加电压为0V。
因此，在变压器31的二次绕组312中，也以其卷绕开始侧为正方向的方式输出电压；另一方面，在变压器32的二次绕组322中，也以其卷绕结束侧为正方向的方式输出电压。另外，来自变压器33的二次绕组332的输出电压V322为0V。
其结果是：在该时间t2～t3期间，在变压器31、32、33的二次侧(整流平滑电路4)，分别流过前述的回线电流Ih、Ii和输出电流Iout(图3的(E)～图3的(J)、图3的(R)、图3的(S))。
在这里，如图3所示，该时间t2～3期间也与上述时间t1～t2期间相同，成为并联状态期间ΔTp(基于并联模式的电力传送期间)。因此，如图6所示，流过扼流线圈Lch的电流分流成二次绕组312侧(回线电流Ih)与二次绕组322、332侧(回线电流Ii)。另外，与变压器31的一次绕组311串联连接的扼流线圈(谐振电感器Lr)因为发挥作为电流源的功能，所以试图维持流动的电流。
因此，在该时间t2～t3期间，流过二次绕组312的回线电流Ih的大小如下所述。也就是说，首先，从与流过扼流线圈Lch的电流等值开始，并且之后，相应于流过二次绕组322的回线电流Ii的比率逐渐增加的份，该回线电流Ih的比率逐渐减少。
(时间t3～t4)
其次，在时间t3～t4期间，首先，在时间t3，开关元件S1为切断状态(图3的(A))。
于是，如图7所示，在变压器31、32、33的一次侧，经由以下路径的回线电流Ik、Il与前述回线电流Ia、Ij一起分别流动(图3的(k)～图3的(Q))。具体地说，回线电流Ik以依次经由一次绕组311、电容器C51、电容器C1、谐振电感器Lr和一次绕组311而循环的方式流动。回线电流Il以依次经由一次绕组311、电容器C52、电容器C2、谐振电感器Lr和一次绕组311而循环的方式流动。
这些回线电流Ik、Il(相当于后述的“循环电流”)由积蓄在谐振电感器Lr和变压器31的漏感(未图示)上的能量而流动，并且以维持到目前为止的电流方向的方式流动。换句话说，通过这些谐振电感器Lr和变压器31的漏感与电容器C1、C2、C51、C52共同构成LC谐振电路，进行LC谐振动作，从而使这样的回线电流Ik、Il流动。由于这些回线电流Ik、Il流动，电容器C2被放电、且电容器C1被充电，其结果是：积蓄在谐振电感器Lr和变压器31的漏感上的能量向一次侧的电容器C52再生。
接着，如果这样的从电容器C2的放电和向电容器C1的充电结束，那么作为开关元件S2的体二极管的二极管D2导通。于是，通过使回线电流流过作为开关元件S2的替代品的该二极管D2，从而进行向上述电容器C52的再生。另外，这时，在变压器31、33的一次绕组311、331中，各自的卷绕结束侧分别为正方向。
接着，以这种方式在二极管D2导通的状态下，开关元件S2变为导通状态(图3的(B))。因此,能够实现ZVS动作，其结果是：开关元件S2的损失(切换损失)降低。
另外，如果向上述电容器C52的再生结束，那么流过变压器31的一次绕组311和谐振电感器Lr的电流的方向反转，其结果是：在该一次绕组311中，以其卷绕结束侧为正方向的方式开始励磁。另一方面，在变压器33的一次绕组331中，从前述短路状态，向以其卷绕结束侧为正方向的方式开始励磁的状态转化。再有，在变压器32的一次绕组321中，继续以其卷绕结束侧为正方向的方式励磁。
因此，在变压器31、32、33的二次侧，如下所述(图3的(E)～图3的(J)、图3的(R)、图3的(S))。也就是说，伴随对变压器31的一次绕组311的施加电压的反转，来自该变压器31的二次绕组312的输出电压V312也反转，输出电压V312以二次绕组312的卷绕结束侧为正方向的方式输出。另外，伴随在变压器33的一次绕组331的正方向开始励磁，在该变压器33的二次绕组332中，输出电压V332以其卷绕结束侧为正方向的方式输出。再有，在变压器32的一次绕组321中，输出电压V322继续以其卷绕结束侧为正方向的方式输出。
因此，在变压器31、32、33的二次侧，如图7所示，作为前述回线电流Ih、Ii的替代，流过经由以下路径的回线电流Im。该回线电流Im以依次经由二次绕组312、二次绕组322、二次绕组332、整流二极管431、扼流线圈Lch、输出平滑电容器Cout、整流二极管412和二次绕组312而循环的方式流动。总之，这时，整流二极管412导通，另一方面，整流二极管411、422分别为非导通状态。另外，这时扼流线圈Lch由来自变压器31、32、33的各个输出电压V312、V322、V332的相互之和与输出电压Vout的电位差(V312+V322+V332-Vout)励磁。
这样做，在该时间t3～t4期间，通过如下“3串联状态(串联模式)”成为从变压器31、32、33的一次侧向二次侧传送电力的期间。也就是说，在时间t3～t4期间，3个二次绕组312、322、332彼此成为互相串联的状态(3串联状态)。换句话说，如图3中所示，时间t3～t4期间成为二次绕组312、322、332的串联状态期间ΔTs。这样做，可以从前述并联状态期间ΔTp(基于并联模式的电力传送期间：时间t1～t3)向时间t3以后的串联状态期间ΔTs(基于串联模式的电力传送期间)转化。再有，如前所述，在变压器31的一次绕组311中，其卷绕结束侧为正方向的励磁开始的时刻相当于时间t4。以上，前半部分的半周期份(时间t0～t4)的动作结束。
(B-2.后半部分的半周期份动作)
其次，对图3所示的时间t0～t4以后的后半部分的半周期份(时间t4～t8(＝t0))的动作进行说明。
该后半部分的半周期份的动作也基本上与用图4～图7说明的前半部分的半周期份(时间t0～t4)的动作相同。也就是说，如图3中的括号所示，时间t0与时间t4、时间t1与时间t5、时间t2与时间t6、时间t3与时间t7、时间t4与时间t8(＝t0)分别是基本上相等的状态(相位发生180°变化、反转的状态)。另外，在该后半部分的半周期份的动作中，将前半部分的半周期份动作的开关元件S2(电容器C2、二极管D2)与开关元件S3(电容器C3、二极管D3)的关系替换成开关元件S1(电容器C1、二极管D1)与开关元件S4(电容器C4、二极管D4)的关系。
因此，对该后半部分的半周期份的动作的详细内容，省略其说明。以上，图3中所示的一连串动作的说明结束。
(C.作用·效果)
在这样的本实施方式的开关电源装置1中，因为有图1和图2所示的电路结构，并且进行图3～图7所示的动作，所以能够获得以下的作用·效果。
也就是说，首先，驱动电路5以使2个半桥电路21、22在彼此之间具有相位差的条件下工作、且控制全桥电路23的相位的方式，进行切换驱动。并且，这时的驱动电路5通过以包含于3个变压器31、32、33中的二次绕组312、322、332彼此的连接状态切换(以所定的时间比率切换)的方式进行切换驱动，从而控制输出电压Vout的大小。
在这里，参照图8的(A)、图8的(B)和图9的(A)、图9的(B)所示的电路图和示意图，具体说明：通过这样的连接状态的切换来控制输出电压Vout。
在本实施方式中，驱动电路5以二次绕组312、322、332彼此的连接状态在前述的2并联状态(参照图8的(A))与3串联状态(参照图8的(B))之间切换的方式，对开关电路2(半桥电路21、22和全桥电路23)进行切换驱动。换句话说，在3个变压器31、32、33彼此的输出为同相位时和反相位时，切换这样的2并联状态或3串联状态。
这里在2并联状态中，如图8的(A)中所示，电流I2p1、I2p2分别在实线或虚线所示的组合方向上，以互相并列的方式流过二次绕组312、322、332。具体地说，如果参照图1所示的整流平滑电路4的结构，那么实线所示的电流I2p1以依次经由整流二极管412、二次绕组312和整流二极管421的方式流动。另外，虚线所示的电流I2p1以依次经由整流二极管422、二次绕组312和整流二极管411的方式流动。同样，实线所示的电流I2p2以依次经由整流二极管432、二次绕组332、二次绕组322和整流二极管421的方式流动。另外，虚线所示的电流I2p2以依次经由整流二极管422、二次绕组322、二次绕组332和整流二极管431的方式流动。再有，在这些实线或虚线所示的电流I2p1、I2p2中，粗线所示的电流(二次绕组312侧)与细线所示的电流(二次绕组322、332侧)分别表示电流量相对大的电流(粗线)与电流量相对小的电流(细线)。
在这样的2并联状态中，如图9的(A)示意性所示，整流平滑电路4内的电路上的位置与电压的大小相对应。再有，图9的(A)中的实线和虚线所示的图表分别表示对应流过图8的(A)中的实线和虚线所示的电流I2p1、I2p2时的电压的大小(相对值)。在该2并联状态中，由于电流I2p1、I2p2，电压在二次绕组312、322的部分线形变化成山状或谷状。另外，在二次绕组332的部分，起因于前述的短路状态，其两端之间的电压为0V。
另一方面，在3串联状态中，如图8的(B)中所示，电流I3s分别在实线或虚线所示的组合方向上，以串联的方式流过二次绕组312、322、332。具体地说，如果参照图1所示的整流平滑电路4的结构，那么实线所示的电流I3s以依次经由整流二极管412、二次绕组312、二次绕组322、二次绕组332和整流二极管431的方式流动。另外，虚线所示的电流I3s以依次经由整流二极管432、二次绕组332、二次绕组322、二次绕组312和整流二极管411的方式流动。
在这样的3串联状态中，如图9的(B)示意性所示，整流平滑电路4内的电路上的位置与电压的大小相对应。再有，图9的(B)中的实线和虚线所示的图表分别表示对应流过图8的(B)中的实线和虚线所示的电流I3s时的电压的大小(相对值)。在该3串联状态中，由于电流I3s，电压在二次绕组312、322、332的部分整体为线形变化。
在这里，如图2和图3所示，半桥电路21内的2个开关元件S1、S2在彼此之间具有180°的相位差的情况下被切换驱动，并且半桥电路22内的2个开关元件S3、S4也在彼此之间具有180°的相位差的情况下被切换驱动。另外，这些2个半桥电路21、22如上所述，例如以在工作时彼此之间具有图3中所示的相位差的方式被驱动。
因此，通过控制该相位差φ，能够改变上述2并联状态与3串联状态的时间比率(占空比)，其结果是能够调整输出电压Vout的大小。具体地说，增大相位差φ等同于：分别延长驱动信号SG1与驱动信号SG4的重叠期间、以及驱动信号SG2与驱动信号SG3的重叠期间，即延长图3中所示的串联状态期间ΔTs。
另外，在本实施方式中，驱动电路5进行切换驱动，以使在这些半桥电路21、22中，例如各个开关元件S1～S4的占空周期的导通期间的长度大约为最大值(优选最大值)。
在这里，如前文所述，在变压器31、32、33没有进行电力传送的占空周期的切断期间，通过利用LC谐振动作产生循环电流(例如：回线电流If、Ig、Ik、Il)，从而在开关元件成为导通状态时实现ZVS动作。然而，因为该ZVS动作所需的循环电流存在于占空周期的切断期间，所以随着该占空周期的切断期间变长而电力损失变大，导致电力转换效率下降。
对此在本实施方式中，如上所述，在半桥电路21、22中，以各个开关元件S1～S4的占空周期的导通期间的长度大约为最大值的方式进行切换驱动。由此占空周期的切断期间仅被限定在前述的死区时间(在图3的例子中为时间t1～t2、t3～t4、t5～6、t7～t8的各个期间)的短时间内，能够将ZVS动作所需的循环电流的产生抑制在最小限度。其结果是：由该循环电流流经各个开关元件S1～S4的体二极管(二极管D1～D4)而发生的电力损失也抑制到最小限度，电力转换效率得到提高。再有，为了降低由这样的循环电流发生的损失，优选各个开关元件S1～S4的占空周期的导通期间的长度大约为最大值，但是没有达到大约最大值也可以进行动作。
进一步说，在本实施方式中，如前所述，变压器33的一次绕组331的匝数Np3与二次绕组332的匝数Ns3的匝数比(＝Np3/Ns3)可以设定为任意的值。因此，对应于该匝数比(Np3/Ns3)的大小，从直流输入电压Vin向直流输出电压Vout进行电压变换时的电压范围发生变化。
具体地说，如果参照图10的(A)、图10的(B)所示的示意图，那么作为一个例子如下所述。首先，在图10的(A)所示的2并联状态的例子(对应于图8的(A)所示的例子)中，变压器33的匝数比(Np3/Ns3)与变压器31、32的各个匝数比(Np1/Ns1＝Np2/Ns2)相等。对此，在图10的(B)所示的2并联状态的例子中，变压器33的匝数比(Np3/Ns3)的值增加，设定成(Np3/Ns3):(Np1/Ns1)、(Np2/Ns2)＝2:1。因此，如图10的(A)中的箭头所示，在整流平滑电路4内，与二次绕组312、322相比，二次绕组332的影响相对变大。其结果是：与图10的(A)的例子相比，在图10的(B)的例子中，3串联状态(参照图9的(B))与2并联状态的电压大小(相对值)之差(电压差)变大，上述电压变换时的电压范围(输出电压范围或输入电压范围)变宽。具体地说，因为图10的(B)的例子的上述电压差(电压差ΔV(B))比图10的(A)的例子的上述电压差(电压差ΔV(A))大(ΔV(B)>ΔV(A))，所以在图10的(B)的例子中，与图10的(A)的例子相比，上述电压范围可以宽广化。
在如上所述的本实施方式中，因为开关电源装置1为图1和图2所示的电路结构，并且进行图3～图7所示的动作，所以能够将ZVS动作所需的循环电流的产生抑制在最小限度。其结果是：可以减少在各个开关元件S1～S4上的无助于电力传送的导通损失，容易提高电力转换效率。
另外，通过减少这样的损失，可以使用额定值更小的元件，也可以谋求降低成本。进一步说，因为通过减少损失，可以减少各个开关元件S1～S4的发热，所以可以降低为了同时实现散热性与绝缘性而所需的散热绝缘板的性能，这一点也可以谋求降低成本。
并且，在本实施方式中，来自变压器31、32、33的输出电压(例如对应于图3的(S)所示的电压VPx)的波形为2个阶段的梯式。因此，在整流平滑电路4内的各个整流二极管411、412、421、422、431、432中发生的振铃(Ringing)的振幅与以往的相位移动全桥转换器的情况相比变小。像这样，因为在各个整流二极管中发生的振铃变小，所以可以使用更加低耐压的元件。因此，可以通过使用更加低耐压的元件，谋求降低成本、降低各个整流二极管中的损失。
另外，在本实施方式的开关电路2和整流平滑电路4的电路结构中，例如与在开关电路内并列配置3个半桥电路且在整流平滑电路内设置8个整流二极管(并列配置4根杆件)的电路结构的情况(所谓“三重·半桥电路”的情况)相比，有以下优点。也就是说，在本实施方式的开关电路2和整流平滑电路4中，可以用更少的元件确保与该“三重·半桥电路”的情况同等的电压范围(从直流输入电压Vin向直流输出电压Vout进行电压变换时的电压范围)。具体地说，在本实施方式中，与“三重·半桥电路”的情况相比，在使开关元件的个数从6个减少到4个、且使整流二极管的个数从8个减少到6个的同时，可以实现同等的电压范围。
另外，换句话说，在本实施方式中，与在开关电路内并列配置2个半桥电路且在整流平滑电路内设置6个整流二极管(并列配置3根杆件)的电路结构的情况(所谓“双重·半桥电路”的情况)相比，有以下优点。也就是说，在本实施方式的开关电路2和整流平滑电路4中，尽管具有与该“双重·半桥电路”的情况相同的元件数(4个开关元件和6个整流二极管)，也可以更加拓宽从直流输入电压Vin向直流输出电压Vout进行电压变换时的电压范围。
进一步说，在本实施方式中，因为能够将变压器33的匝数比(Np3/Ns3)设定为任意的值，所以根据该匝数比(Np3/Ns3)的大小，能够使从直流输入电压Vin向直流输出电压Vout进行电压变换时的电压范围发生变化。因此，例如对应于开关电源装置1的用途、产品的规格等，可以任意控制(设定)该电压范围，可以提高产品设计时的自由度。
并且，在本实施方式的开关电路2中，在相位固定侧开关元件(开关元件S1、S2)彼此的连接点(连接点P1)与电容器C51、C52彼此的连接点(连接点P3)之间，因为设置了与一次绕组311串联的谐振电感器Lr，所以可以获得以下效果。也就是说，例如与在相位移动侧开关元件(开关元件S3、S4)的一侧设置谐振电感器Lr的情况相比，能够更加减小前述循环电流，可以谋求电力转换效率的进一步提高。
<2.变形例>
接着，对上述实施方式的变形例(变形例1～4)进行说明。再有，在以下的各个变形例中，对与实施方式的构成要素相同的要素附加相同的符号，并适当省略其说明。
[变形例1]
(A.结构)
图11是表示变形例1的开关电源装置(开关电源装置1A)的概略结构例子的电路图。
在本变形例的开关电源装置1A中，设置下述开关电路2A来代替实施方式的开关电源装置1中的开关电路2，并且设置下述整流平滑电路4A来代替实施方式的开关电源装置1中的整流平滑电路4。再有，变压器31～33等的其他部分的结构与开关电源装置1的结构相同。
在开关电路2A中，改变了开关电路2中的谐振电感器Lr的配置位置。具体地说，如图11所示，在该开关电路2A中，与开关电路2不同，一次绕组321与谐振电感器Lr以互相串联的状态插入配置在连接点P2、P3之间。具体地说，一次绕组321的第一端连接于连接点P3，一次绕组321的第二端与谐振电感器Lr的第一端互相连接，谐振电感器Lr的第二端连接于连接点P2。再有，在该开关电路2A中，也可以如图11中的虚线和括号示意性所示，作为上述连接点P2、P3之间的替代，而在连接点P1、P2之间，以互相串联的状态插入配置一次绕组331与谐振电感器Lr。具体地说，一次绕组331的第一端连接于连接点P1，一次绕组331的第二端与谐振电感器Lr的第一端互相连接，谐振电感器Lr的第二端连接于连接点P2。
在整流平滑电路4A中，相比整流平滑电路4，进一步设置了2个整流二极管(1根杆件)。具体地说，如图11所示，在该整流平滑电路4A中，相比图1所示的整流平滑电路4，具有互相串联配置的2个整流二极管441、442的第四杆件进一步与第一～第三杆件并联配置。另外，这些整流二极管441、442彼此在二次绕组322、332彼此的连接点、即连接点P10互相连接(串联)。
在这里，整流二极管441、442分别以与上述6个整流二极管411、412、421、422、431、432相同的方向配置。总之，整流二极管441的阴极连接于连接点Px，整流二极管441的阳极与整流二极管442的阴极在连接点P10互相连接，整流二极管442的阳极连接于接地线LG。
再有，这些整流二极管441、442分别对应于本发明的“2个其他整流元件”的一个具体例子。
(B.动作和作用·效果)
在该开关电源装置1A中，基本上与开关电源装置1进行同样的动作。
但是，在本变形例中，如上所述，在整流平滑电路4A内，设置有8个整流二极管(追加设置有2个整流二极管)。因此，在本变形例中，作为前述的2并联状态和3串联状态的替代，能够分别获得以下3并联状态和3串联状态。
也就是说，首先，在3并联状态中，如图12的(A)中所示，电流I3p1、I3p2、I3p3分别在实线或虚线所示的组合方向上，以互相并列的方式流过二次绕组312、322、332。具体地说，如果参照图11所示的整流平滑电路4A的结构，那么实线所示的电流I3p1以依次经由整流二极管412、二次绕组312和整流二极管421的方式流动。另外，虚线所示的电流I3p1以依次经由整流二极管422、二次绕组312和整流二极管411的方式流动。同样，实线所示的电流I3p2以依次经由整流二极管442、二次绕组322和整流二极管421的方式流动。另外，虚线所示的电流I3p2以依次经由整流二极管422、二次绕组322和整流二极管441的方式流动。实线所示的电流I3p3以依次经由整流二极管442、二次绕组332和整流二极管431的方式流动。另外，虚线所示的电流I3p3以依次经由整流二极管432、二次绕组332和整流二极管441的方式流动。再有，在这些实线或虚线所示的电流I3p1、I3p2、I3p3中，粗线所示的电流(二次绕组312侧)与细线所示的电流(二次绕组322、332侧)分别表示电流量相对大的电流(粗线)与电流量相对小的电流(细线)。
另一方面，在3串联状态中，如图12的(B)中所示，电流I3s分别在实线或虚线所示的组合方向上，以串联的方式流过二次绕组312、322、332。再有，因为这时实线和虚线所示的电流I3s全都以与在实施方式中说明的3串联状态(图8的(B))的情况相同的路径流动，所以省略其说明。
这样做，在本变形例中，可以获得由与实施方式基本上同样的作用产生的同样的效果。
但是，在本变形例中，如上所述，因为在整流平滑电路4A内设置有8个整流二极管(追加设置有2个整流二极管)，所以与实施方式相比，能够将流经二次侧(整流平滑电路内)的电流分流到更多的整流二极管。因此，在本变形例中，与实施方式相比，可以减轻每个整流二极管的电流负担。
另外，在本变形例的开关电路2A中，与实施方式的开关电路2不同，谐振电感器Lr如下配置。也就是说，在相位移动侧开关元件(开关元件S3、S4)彼此的连接点(连接点P2)与连接点P3、或相位固定侧开关元件(开关元件S1、S2)彼此的连接点(连接点P1)之间，设置有与一次绕组321或一次绕组331串联的谐振电感器Lr。因此，在本变形例中，能够减小前述循环电流，可以谋求电力转换效率的进一步提高。
[变形例2]
图13是表示变形例2的开关电源装置(开关电源装置1B)的概略结构例子的电路图。
在本变形例的开关电源装置1B中，设置以下说明的开关电路2B，来代替实施方式的开关电源装置1中的开关电路2。
在该开关电路2B中，设置有偏励磁防止用的电容元件(电容器C61、C62、C63)。具体地说，在连接点P6与变压器31的一次绕组311之间插入配置有电容器C61。在连接点P3与变压器32的一次绕组321之间插入配置有电容器C62。在连接点P1与变压器33的一次绕组331之间插入配置有电容器C63。
在具有这样的结构的开关电源装置1B中，能够抑制变压器31、32、33的偏励磁(优选为防止)，可以避免起因于这种偏励磁的各种问题。
再有，在变形例1说明的开关电源装置1A中，与本变形例同样，也可以设置偏励磁防止用的电容器C61、C62、C63。
[变形例3]
图14是表示变形例3的开关电源装置(开关电源装置1C)的概略结构例子的电路图。
在本变形例的开关电源装置1C中，设置以下说明的开关电路2C，来代替实施方式的开关电源装置1中的开关电路2。
在该开关电路2C中，设置有反向电压钳位用整流元件(二极管D51、D52)。具体地说，二极管D51以其阳极连接于连接点P6、且其阴极连接于一次侧高压线L1H(连接点P4)的方式配置。另外，二极管D52以其阳极连接于一次侧低压线L1L(连接点P5)、且其阴极连接于连接点P6的方式配置。总之，这些二极管D51、D52在一次侧高压线L1H与一次侧低压线L1L之间，通过连接点P6互相串联配置。
在具有这样的结构的开关电源装置1C中，能够抑制伴随各个开关元件S1～S4的导通·切断动作的浪涌电压的发生。其结果是：可以降低整流平滑电路4内的各个整流二极管411、412、421、422、431、432的损失。
再有，在变形例1、2说明的开关电源装置1A、1B中，与本变形例同样，也可以设置反向电压钳位用二极管D51、D52。
[变形例4]
图15的(A)～图15的(C)分别表示变形例4的整流平滑电路(整流平滑电路4C、4D、4E)的电路结构例子。具体地说，图15的(A)表示整流平滑电路4C的电路结构，图15的(B)表示整流平滑电路4D的电路结构，图15的(C)表示整流平滑电路4E的电路结构。
本变形例的整流平滑电路4C、4D、4E分别与上述整流平滑电路4、4A相比，扼流线圈Lch的结构(个数、配置等)不同。
具体地说，在图15的(A)所示的整流平滑电路4C中，互相串联的2个扼流线圈Lch通过输出线LO，插入配置在前述第一～第三杆件的第一端彼此的连接点(连接点Px)与输出平滑电容器Cout的第一端之间。另外，第一～第三杆件的第二端彼此的连接点在接地线LG上，连接于输出平滑电容器Cout的第二端。
另外，在图15的(B)所示的整流平滑电路4D中，1个扼流线圈Lch通过接地线LG，插入配置在第一～第三杆件的第二端彼此的连接点与输出平滑电容器Cout的第二端之间。另外，第一～第三杆件的第一端彼此的连接点(连接点Px)在输出线LO上，连接于输出平滑电容器Cout的第一端。
另外，在图15的(C)所示的整流平滑电路4E中，1个扼流线圈Lch通过输出线LO，插入配置在第一～第三杆件的第一端彼此的连接点(连接点Px)与输出平滑电容器Cout的第一端之间。另外，还有1个扼流线圈Lch通过接地线LG，插入配置在第一～第三杆件的第二端彼此的连接点与输出平滑电容器Cout的第二端之间。再有，在该图15的(C)所示的例子中，作为2个扼流线圈Lch的替代，也可以通过分别配置2个绕组线，并且这2个绕组线彼此磁耦合，从而形成1个扼流线圈Lch。
像这样，作为整流平滑电路内的扼流线圈Lch的结构(个数、配置等)，可以适用于各种形态。
再有，在上述整流平滑电路4A中，也可以与本变形例的整流平滑电路4C、4D、4E同样，改变扼流线圈Lch的个数、配置等。
<3.其他变形例>
以上虽然列举实施方式和变形例说明了本发明，但是本发明不限于这些实施方式等，可以做出各种变化。
例如在上述实施方式等中，虽然举例具体说明了开关电路的结构，但是开关电路的结构并不限定于此，也可以采用其他结构。具体地说，例如作为开关电路内的谐振电感器Lr的配置位置，如上述实施方式等所述，不限定于相位固定侧开关元件或相位移动侧开关元件与一次绕组之间，也可以为其他配置位置。另外，在某些情况下，也可以在开关电路内不设置该谐振电感器Lr。进一步说，也可以由变压器的漏感器构成谐振电感器Lr。
另外，在上述实施方式等中，虽然举例具体说明了整流平滑电路的结构，但是整流平滑电路的结构并不限定于此，也可以采用其他结构。具体地说，例如也可以由MOS-FET的寄生二极管构成整流平滑电路内的各个整流元件。另外，在这种情况下，优选地，与该MOS-FET的寄生二极管的导通期间同步，MOS-FET自身也成为导通状态(进行同步整流)。这样能够利用更少的电压下降进行整流。再有，在这种情况下，在MOS-FET的源极侧配置寄生二极管的阳极侧，并且在MOS-FET的漏极侧配置寄生二极管的阴极侧。
进一步说，在整流平滑电路内，例如也可以将互相串联的二次绕组322、332彼此的配置位置反向。也就是说，也可以在第二杆件(整流二极管421、422)侧配置二次绕组332，并且在第三杆件(整流二极管431、432)侧配置二次绕组322。另外，在整流平滑电路内，例如也可以将第一杆件和二次绕组312配置在相对于第二杆件和二次绕组322、332的位置的反对侧(扼流线圈Lch侧)。也就是说，可以在第三杆件(整流二极管431、432)与扼流线圈Lch之间的位置，分别配置第一杆件(整流二极管411、412)和二次绕组312。像这样，作为在上述实施方式等中说明的各个桥接电路、变压器、整流元件和杆件等的个数、根数，不限定于物理性的个数、根数，而是意味着存在于等效电路中的个数、根数。
此外，在上述实施方式等中，作为本发明的开关电源装置的一个例子，虽然列举DC-DC切换器进行了说明，但是本发明也可以适用于例如AC-DC切换器等其他种类的开关电源装置。
另外，也可以将上述各个结构例子等以任意的组合进行适用。
黄浩
再有，本技术也能够采用以下结构。
(1)
一种开关电源装置，其中，具备：
输入端子对，输入输入电压；
输出端子对，输出输出电压；
第一至第三一次绕组和第一至第三二次绕组，构成3个变压器；
开关电路，配置在所述输入端子对与所述第一至第三一次绕组之间，并且以包含第一至第四开关元件、以及第一和第二电容元件的方式构成；
整流平滑电路，配置在所述输出端子对与所述第一至第三二次绕组之间，并且以包含6个整流元件、扼流线圈、和配置在所述输出端子对之间的输出电容元件的方式构成；以及
驱动单元，进行分别控制所述第一至第四开关元件的动作的切换驱动，
在所述开关电路中，
通过第一连接点互相串联的所述第一和第二开关元件、通过第二连接点互相串联的所述第三和第四开关元件、以及通过第三连接点互相串联的所述第一和第二电容元件互相并联配置于所述输入端子对之间，并且
所述第一一次绕组插入配置于所述第一和第三连接点之间，
所述第二一次绕组插入配置于所述第二和第三连接点之间，
所述第三一次绕组插入配置于所述第一和第二连接点之间，
在所述整流平滑电路中，
第一至第三杆件互相并联配置于所述输出端子对之间，并且所述第一至第三杆件各自具有以同一方向互相串联配置的2个所述整流元件，
所述第一二次绕组以H桥式连接于所述第一和第二杆件之间，
互相串联的所述第二和第三二次绕组以H桥式连接于所述第二和第三杆件之间，
所述扼流线圈配置于所述第一至第三杆件与所述输出电容元件之间。
(2)
所述(1)所述的开关电源装置，其中，
作为所述变压器的第一变压器包含互相磁耦合的所述第一一次绕组与所述第一二次绕组，
作为所述变压器的第二变压器包含互相磁耦合的所述第二一次绕组与所述第二二次绕组，
作为所述变压器的第三变压器包含互相磁耦合的所述第三一次绕组与所述第三二次绕组。
(3)
所述(2)所述的开关电源装置，其中，
所述第一变压器的所述第一一次绕组与所述第一二次绕组的匝数比(＝所述第一一次绕组的匝数/所述第一二次绕组的匝数)等于所述第二变压器的所述第二一次绕组与所述第二二次绕组的匝数比(＝所述第二一次绕组的匝数/所述第二二次绕组的匝数)，并且
对应于所述第三变压器的所述第三一次绕组与所述第三二次绕组的匝数比(＝所述第三一次绕组的匝数/所述第三二次绕组的匝数)的大小，从所述输入电压向所述输出电压进行电压变换时的电压范围发生变化。
(4)
所述(1)至所述(3)中的任一项所述的开关电源装置，其中，
在所述第二和第三杆件之间，
所述第二二次绕组配置于所述第二杆件侧，并且
所述第三二次绕组配置于所述第三杆件侧。
(5)
所述(1)至所述(4)中的任一项所述的开关电源装置，其中，
在所述整流平滑电路中，对所述第一至第三杆件进一步并联配置有第四杆件，所述第四杆件具有以与所述6个整流元件同样的方向互相串联配置的2个其他整流元件，
所述2个其他整流元件彼此在所述第二和第三二次绕组彼此的连接点上，互相连接。
(6)
所述(5)所述的开关电源装置，其中，在所述第一和第二连接点中的相位移动侧开关元件彼此的连接点、与所述第三连接点或相位固定侧开关元件彼此的连接点之间，进一步设置有与所述第二或第三一次绕组串联的谐振电感器。
(7)
所述(1)至所述(4)中的任一项所述的开关电源装置，其中，在所述第一和第二连接点中的相位固定侧开关元件彼此的连接点、与所述第三连接点之间，进一步设置有与所述第一或第二一次绕组串联的谐振电感器。
(8)
所述(1)至所述(7)中的任一项所述的开关电源装置，其中，在所述第一至第三杆件的第一端彼此的连接点与所述输出电容元件的第一端之间、和所述第一至第三杆件的第二端彼此的连接点与所述输出电容元件的第二端之间中的至少一方，插入配置有所述扼流线圈。
(9)
所述(8)所述的开关电源装置，其中，
在所述第一至第三杆件中，
所述整流元件的阴极分别配置于所述第一端侧，并且
所述整流元件的阳极分别配置于所述第二端侧。
(10)
所述(1)至所述(9)中的任一项所述的开关电源装置，其中，所述整流元件由场效应晶体管的寄生二极管构成。
(11)
所述(1)至所述(10)中的任一项所述的开关电源装置，其中，所述驱动单元以使所述第一至第三二次绕组彼此的连接状态切换的方式，进行所述切换驱动。
(12)
所述(11)所述的开关电源装置，其中，所述驱动单元以使所述第一至第三二次绕组彼此的连接状态在3串联状态、2并联状态或3并联状态之间切换的方式，进行所述切换驱动。
(13)
所述(1)至所述(12)中的任一项所述的开关电源装置，其中，
所述开关电路具有：
第一半桥电路，包含所述第一和第二开关元件、以及所述第一和第二电容元件；
第二半桥电路，包含所述第三和第四开关元件、以及所述第一和第二电容元件；以及
全桥电路，包含所述第一至第四开关元件。
(14)
所述(13)所述的开关电源装置，其中，所述驱动单元以使所述第一和第二半桥电路在彼此之间具有相位差的条件下工作、且控制所述全桥电路的相位的方式，进行所述切换驱动。
(15)
所述(14)所述的开关电源装置，其中，所述驱动单元以所述第一和第二半桥电路各自的所述第一至第四开关元件的占空周期的导通期间的长度大约为最大值的方式，进行所述切换驱动。
本公开含有涉及在2015年10月29日在日本专利局提交的日本优先权专利申请JP2015-212748中公开的主旨，其全部内容包括在此，以供参考。
本领域的技术人员应该理解，虽然根据设计要求和其他因素可能出现各种修改、组合、子组合和可替换项，但是它们均包含在附加的权利要求或它的等同物的范围内。

Claims (15)

1.一种开关电源装置，其中，具备：
输入端子对，输入输入电压；
输出端子对，输出输出电压；
第一至第三一次绕组和第一至第三二次绕组，构成3个变压器；
开关电路，配置在所述输入端子对与所述第一至第三一次绕组之间，并且以包含第一至第四开关元件、以及第一和第二电容元件的方式构成；
整流平滑电路，配置在所述输出端子对与所述第一至第三二次绕组之间，并且以包含6个整流元件、扼流线圈、和配置在所述输出端子对之间的输出电容元件的方式构成；以及
驱动单元，进行分别控制所述第一至第四开关元件的动作的切换驱动，
在所述开关电路中，
通过第一连接点互相串联的所述第一和第二开关元件、通过第二连接点互相串联的所述第三和第四开关元件、以及通过第三连接点互相串联的所述第一和第二电容元件互相并联配置于所述输入端子对之间，并且
所述第一一次绕组插入配置于所述第一和第三连接点之间，
所述第二一次绕组插入配置于所述第二和第三连接点之间，
所述第三一次绕组插入配置于所述第一和第二连接点之间，
在所述整流平滑电路中，
第一至第三杆件互相并联配置于所述输出端子对之间，并且所述第一至第三杆件各自具有以同一方向互相串联配置的2个所述整流元件，
所述第一二次绕组以H桥式连接于所述第一和第二杆件之间，
互相串联的所述第二和第三二次绕组以H桥式连接于所述第二和第三杆件之间，
所述扼流线圈配置于所述第一至第三杆件与所述输出电容元件之间。
2.根据权利要求1所述的开关电源装置，其中，
作为所述变压器的第一变压器包含互相磁耦合的所述第一一次绕组与所述第一二次绕组，
作为所述变压器的第二变压器包含互相磁耦合的所述第二一次绕组与所述第二二次绕组，
作为所述变压器的第三变压器包含互相磁耦合的所述第三一次绕组与所述第三二次绕组。
3.根据权利要求2所述的开关电源装置，其中，
所述第一变压器的所述第一一次绕组与所述第一二次绕组的匝数比(＝所述第一一次绕组的匝数/所述第一二次绕组的匝数)等于所述第二变压器的所述第二一次绕组与所述第二二次绕组的匝数比(＝所述第二一次绕组的匝数/所述第二二次绕组的匝数)，并且
对应于所述第三变压器的所述第三一次绕组与所述第三二次绕组的匝数比(＝所述第三一次绕组的匝数/所述第三二次绕组的匝数)的大小，从所述输入电压向所述输出电压进行电压变换时的电压范围发生变化。
4.根据权利要求1至权利要求3中的任一项所述的开关电源装置，其中，
在所述第二和第三杆件之间，
所述第二二次绕组配置于所述第二杆件侧，并且
所述第三二次绕组配置于所述第三杆件侧。
5.根据权利要求1至权利要求4中的任一项所述的开关电源装置，其中，
在所述整流平滑电路中，对所述第一至第三杆件进一步并联配置有第四杆件，所述第四杆件具有以与所述6个整流元件同样的方向互相串联配置的2个其他整流元件，
所述2个其他整流元件彼此在所述第二和第三二次绕组彼此的连接点上，互相连接。
6.根据权利要求5所述的开关电源装置，其中，在所述第一和第二连接点中的相位移动侧开关元件彼此的连接点、与所述第三连接点或相位固定侧开关元件彼此的连接点之间，进一步设置有与所述第二或第三一次绕组串联的谐振电感器。
7.根据权利要求1至权利要求4中的任一项所述的开关电源装置，其中，在所述第一和第二连接点中的相位固定侧开关元件彼此的连接点、与所述第三连接点之间，进一步设置有与所述第一或第二一次绕组串联的谐振电感器。
8.根据权利要求1至权利要求7中的任一项所述的开关电源装置，其中，在所述第一至第三杆件的第一端彼此的连接点与所述输出电容元件的第一端之间、和所述第一至第三杆件的第二端彼此的连接点与所述输出电容元件的第二端之间中的至少一方，插入配置有所述扼流线圈。
9.根据权利要求8所述的开关电源装置，其中，
在所述第一至第三杆件中，
所述整流元件的阴极分别配置于所述第一端侧，并且
所述整流元件的阳极分别配置于所述第二端侧。
10.根据权利要求1至权利要求9中的任一项所述的开关电源装置，其中，所述整流元件由场效应晶体管的寄生二极管构成。
11.根据权利要求1至权利要求10中的任一项所述的开关电源装置，其中，所述驱动单元以使所述第一至第三二次绕组彼此的连接状态切换的方式，进行所述切换驱动。
12.根据权利要求11所述的开关电源装置，其中，所述驱动单元以使所述第一至第三二次绕组彼此的连接状态在3串联状态、2并联状态或3并联状态之间切换的方式，进行所述切换驱动。
13.根据权利要求1至权利要求12中的任一项所述的开关电源装置，其中，
所述开关电路具有：
第一半桥电路，包含所述第一和第二开关元件、以及所述第一和第二电容元件；
第二半桥电路，包含所述第三和第四开关元件、以及所述第一和第二电容元件；以及
全桥电路，包含所述第一至第四开关元件。
14.根据权利要求13所述的开关电源装置，其中，所述驱动单元以使所述第一和第二半桥电路在彼此之间具有相位差的条件下工作、且控制所述全桥电路的相位的方式，进行所述切换驱动。
15.根据权利要求14所述的开关电源装置，其中，所述驱动单元以所述第一和第二半桥电路各自的所述第一至第四开关元件的占空周期的导通期间的长度大约为最大值的方式，进行所述切换驱动。
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