CN104935172B - 三电平软开关正反激直直变换电路拓扑结构 - Google Patents

Abstract

本发明公开了三电平软开关正反激直直变换电路拓扑结构，包括：一单相三电平半桥逆变电路、一软开关辅助电路，一耦合变压器、一不控全波整流电路、一滤波电路和一负载电阻。利用三电平技术有利于减小开关管的电压应力；利用软开关辅助电路可使超前管和滞后管在电路工作过程中是解耦的，并使滞后管在轻载的时候也能有足够的能量实现零电压开关；利用磁集成技术，将两个变压器集成在一个磁芯上，这两个变压器交替地工作于正激状态和反激状态；利用反激变压器具有滤波电感作用，直流滤波电路可省去滤波电感，仅由滤波电容构成。因此该拓扑结构具有适用于高压输入场合，能在较宽的负载范围内实现软开关，功率密度高等优点。

Description

三电平软开关正反激直直变换电路拓扑结构

技术领域

本发明涉及电力电子直流-直流变换技术领域，具体而言涉及一种高功率密度、高输入和高变压器利用率，并且在较宽的负载范围内能实现零电压软开关的三电平软开关正反激直直变换电路拓扑结构。

背景技术

DC-DC变换器有着广泛的应用，而伴随着科技技术的不断发展，人们对电力电子装置的电压和功率等级的要求也跟着不断的提高。所以，为了降低开关管的电压等级，提高效率，降低成本，巴西学者J.Pinherio和I.Barbi提出了三电平直流变换器的概念，另外，高频化也是人们所追求的目标，所以功率器件的开关损耗备受关注，软开关技术也应运而生。随后，不少研究都围绕着三电平电路拓扑、软开关技术和控制方法在不断的进步。

传统的三电平零电压软开关直流变换器，其拓扑电路的特点是引进了大容量的飞跨电容,变换器工作时其电压稳定在输入电压的一半，使得超前管，滞后管实现软开关的条件相互独立，互不干扰，并且将移相技术与软开关技术结合起来，能很好的降低电路中的损耗，提高效率，因此，非常适合高输入电压中大功率场合。但其存在一定问题，例如，由于只有漏感的能量参与开关内结电容的谐振，所以滞后臂在轻载情况下很难实现软开关；变换器的效率低，零状态时间长；谐振电感的存在，使得变压器副边有占空比丢失现象，变压器漏感越大，占空比损失越大，次级占空比越小；副边整流二极管电压尖峰大。为了滞后桥臂也能在较宽的负载范围内实现软开关，可以增加变压器的漏感，但这样就降低了变压器的利用率，也可以增加两个饱和电感作为开关，分别与整流二极管的阳极串联，但电路的功率密度下降，成本变大。

在直直变换器中，正激式变换电路功率大，可靠度高，但其变压器需要磁芯复位，并且多了一个续流二极管，使电路的器件多，增大成本；反激式变换电路结构简单，成本较低，但其峰值电流较大，输出电压纹波大。所以，正反激组合变换器应运而生，相继出现了零电压转换正反激直直变换器、有源箝位正反激变换器等，但其都对电压和功率等级有限制，适合中小功率的场合。

综上所述，在确保电路的功率密度较大，变压器利用率较高，并且具有较高输入电压的情况下，也能在较宽的负载范围内实现软开关，使得开关器件损耗小，是待研究的热点。

发明内容

本发明目的在于提供了一种三电平软开关正反激直直变换电路拓扑结构，该电路拓扑结构利用三电平技术有利于减小开关管的电压应力，使变换器适用于高压输入场合。增加软开关辅助电路确保滞后管在轻载的时候也能有足够的能量实现零电压开关，具有在较宽的负载范围内实现软开关的优点。采用磁集成技术设计耦合变压器，可有效的提高变压器的利用率，减小变压器体积重量。由于耦合变压器在反激状态工作时，具有滤波电感作用，因此直流滤波电路只由一个滤波电容构成，省去了滤波电感，有利于减小变换器的体积，提高变换器的功率密度。

本发明解决其技术问题所采取的技术方案是：一种三电平软开关正反激直直变换电路拓扑结构，该电路拓扑主要包括：单相三电平半桥逆变电路、软开关辅助电路，耦合变压器、不控全波整流电路、滤波电路(C_o)和负载电阻(R)。

所述单相三电平半桥逆变电路由四个开关管(S₁～S₄，每个开关管都带有各自内部的一个寄生二极管和一个结电容)、第一和第二箝位电容(C₁、C₂)和第一和第二箝位二极管(D_c1、D_c2)组成，第一开关管(S₁)和第四开关管(S₄)组成超前桥臂，第二开关管(S₂)和第三开关管(S₃)组成滞后桥臂；

所述软开关辅助电路由第一飞跨电容(C_s1)、第二飞跨电容(C_s2)和谐振电感(L_r)组成；

所述耦合变压器由一个铁芯及四个绕组组成，其分别为：第一原边绕组(L_p1)对应的第一副边绕组(L_s1)，第二原边绕组(L_p2)对应第二副边绕组(L_s2)；

所述不控全波整流电路由第一二极管(D_o1)和第二二极管(D_o2)组成；

所述整个电路拓扑的连接如下：

所述第一箝位电容(C₁)的正极和第一开关管(S₁)的漏极分别与输入源(U_in)的正极相连；

所述第二箝位电容(C₂)的阴极和第四开关管(S₄)的源极分别与输入源(U_in)的负极相连；

所述第一开关管(S₁)的源极、第二开关管(S₂)的漏极和第一飞跨电容(C_s1)的正极分别与第一箝位二极管(D_c1)的阴极相连；

所述第二开关管(S₂)的源极、第三开关管(S₃)的漏极和第一原边绕组(L_p1)的“·”端分别与谐振电感(L_r)的一端相连；

所述第一飞跨电容(C_s1)的阴极和第二飞跨电容(C_s2)的阳极分别与谐振电感(L_r)的另一端相连；

所述第二飞跨电容(C_s2)的阴极、第二箝位二极管(D_c2)的阳极和第三开关管(S₃)的源极分别与第四开关管(S₄)的漏极相连；

所述第一箝位电容(C₁)的阴极、第二箝位电容(C₂)的阳极、第一箝位二极管(D_c1)的阳极和第二箝位二极管(D_c2)的阴极分别与第二原边绕组(L_p2)的“·”端相连；

所述第一原边绕组(L_p1)的非“·”端与第二原边绕组(L_p2)的非“·”端相连；

所述第一副边绕组(L_s1)的“·”端与第一二极管(D_o1)的阳极相连；

所述第二副边绕组(L_s2)的“·”端与第二二极管(D_o2)的阳极相连。

所述第二副边绕组(L_s2)的非“·”端、第一副边绕组(L_s1)的非“·”端和滤波电容(C_o)的阴极分别与负载电阻(R)的一端相连；

所述第一二极管(D_o1)的阴极、第二二极管(D_o2)的阴极和滤波电容(C_o)的阳极分别与负载电阻(R)的另一端相连；

本发明的电源输入电压为400VDC，输出电压为20VDC，额定输出功率为300W。

本发明的电路参数包括：

1)整流电路中，由输入电压与整流二极管(D_o1、D_o2)电压应力的关系，负载电流与整流二极管(D_o1、D_o2)电流的关系以及考虑到整流二极管工作在高频场合，因此选取整流二极管为快恢复二极管，型号为MUR1540(600V/30A)；

2)两个箝位二极管(D_c1、D_c2)的选取方法同上，最终选取型号为MUR1540(600V/30A)；；

3)两个箝位电容(C₁、C₂)选取330μF/250V的电解电容；

4)由输入电压与四个开关管(S₁～S₄)电压应力的关系和负载电流与四个开关管(S₁～S₄)电流的关系，以及开关频率的大小，选取开关管的型号为IRFP350(400V/16A)；

5)滤波电路中，滤波电容的取值为940μF/50V；

6)软开关辅助电路中，谐振电感(L_r)的取值为6μF，两飞跨电容(C_s1、C_s2)选取10μF/200V的电解电容；

7)由输出电压以及负载功率的大小，确定电阻(R)的阻值为1.3Ω；

8)由输出功率和输入电压以及占空比的关系，变压器的匝数比为12/3，副边的两线圈电感(L_s1、L_s2)为24μF。

有益效果：

1、本发明与正反激变换器结合，提高了电路的输入电压和功率变换等级。

2、本发明采用软开关辅助电路以及移相控制技术，使电路在宽负载范围内也能实现软开关，减小了开关器件的应力和损耗。

3、本发明的耦合变压器由一个铁芯及四个绕组组成，相当于两个变压器级联，它们交替地工作在正激状态和反激状态，提高了变压器的利用率。

4、本发明的电路中不需要输出滤波电感，提高了电路的功率密度。

附图说明

图1为本发明实施例三电平软开关正反激直直变换电路拓扑结构的结构示意图。

图2a-2h分别为图1实施例三电平软开关正反激直直变换电路拓扑结构的八个模态图。

图3为图1实施例三电平软开关正反激直直变换电路拓扑结构的示例性驱动信号和主要的时序图。

具体实施方式

下面结合说明书附图对本发明创造作进一步的详细说明。

如图1所示，根据本发明的较优实施例，一种三电平软开关正反激直直变换电路拓扑结构，该电路拓扑主要包括：一单相三电平半桥逆变电路、一软开关辅助电路，一耦合变压器、一不控全波整流电路、一滤波电路(C_o)和一负载电阻(R)，其中：

所述单相三电平半桥逆变电路由四个开关管(S₁～S₄，每个开关管都带有各自内部的一个寄生二极管和一个结电容)、第一和第二箝位电容(C₁、C₂)和第一和第二箝位二极管(D_c1、D_c2)组成，第一开关管(S₁)和第四开关管(S₄)组成超前桥臂，第二开关管(S₂)和第三开关管(S₃)组成滞后桥臂；

所述软开关辅助电路由第一飞跨电容(C_s1)、第二飞跨电容(C_s2)和谐振电感(L_r)组成；

所述耦合变压器由一个铁芯及四个绕组组成，其分别为：第一原边绕组(L_p1)对应的第一副边绕组(L_s1)，第二原边绕组(L_p2)对应第二副边绕组(L_s2)；

所述不控全波整流电路由第一二极管(D_o1)和第二二极管(D_o2)组成；

所述整个电路拓扑的连接如下：

所述第一箝位电容(C₁)的正极和第一开关管(S₁)的漏极分别与输入源(U_in)的正极相连；

所述第二箝位电容(C₂)的阴极和第四开关管(S₄)的源极分别与输入源(U_in)的负极相连；

所述第一开关管(S₁)的源极、第二开关管(S₂)的漏极和第一飞跨电容(C_s1)的正极分别与第一箝位二极管(D_c1)的阴极相连；

所述第二开关管(S₂)的源极、第三开关管(S₃)的漏极和第一原边绕组(L_p1)的“·”端分别与谐振电感(L_r)的一端相连；

所述第一飞跨电容(C_s1)的阴极和第二飞跨电容(C_s2)的阳极分别与谐振电感(L_r)的另一端相连；

所述第二飞跨电容(C_s2)的阴极、第二箝位二极管(D_c2)的阳极和第三开关管(S₃)的源极分别与第四开关管(S₄)的漏极相连；

所述第一箝位电容(C₁)的阴极、第二箝位电容(C₂)的阳极、第一箝位二极管(D_c1)的阳极和第二箝位二极管(D_c2)的阴极分别与第二原边绕组(L_p2)的“·”端相连；

所述第一原边绕组(L_p1)的非“·”端与第二原边绕组(L_p2)的非“·”端相连；

所述第一副边绕组(L_s1)的“·”端与第一二极管(D_o1)的阳极相连；

所述第二副边绕组(L_s2)的“·”端与第二二极管(D_o2)的阳极相连。

所述第二副边绕组(L_s2)的非“·”端、第一副边绕组(L_s1)的非“·”端和滤波电容(C_o)的阴极分别与负载电阻(R)的一端相连；

所述第一二极管(D_o1)的阴极、第二二极管(D_o2)的阴极和滤波电容(C_o)的阳极分别与负载电阻(R)的另一端相连。

本发明的电源输入电压为400VDC，输出电压为20VDC，额定输出功率为300W。

本发明的电路参数包括：

1)整流电路中，由输入电压与整流二极管(D_o1、D_o2)电压应力的关系，负载电流与整流二极管(D_o1、D_o2)电流的关系以及考虑到整流二极管工作在高频场合，因此选取整流二极管为快恢复二极管，型号为MUR1540(600V/30A)；

2)两个箝位二极管(D_c1、D_c2)的选取方法同上，最终选取型号为MUR1540(600V/30A)；；

3)两个箝位电容(C₁、C₂)选取330μF/250V的电解电容；

4)由输入电压与四个开关管(S₁～S₄)电压应力的关系和负载电流与四个开关管(S₁～S₄)电流的关系，以及开关频率的大小，选取开关管的型号为IRFP350(400V/16A)；

5)滤波电路中，滤波电容的取值为940μF/50V；

6)软开关辅助电路中，谐振电感(L_r)的取值为6μF，两飞跨电容(C_s1、C_s2)选取10μF/200V的电解电容；

7)由输出电压以及负载功率的大小，确定电阻(R)的阻值为1.3Ω；

8)由输出功率和输入电压以及占空比的关系，变压器的匝数比为12/3，副边的两线圈电感(L_s1、L_s2)为24μF。

结合图1所示，本实施例采用的变压器由一个铁芯和四个绕组构成，相当于两个级联变压器，它们交替工作在正激状态和反激状态，这样把正反激和三电平技术组合在一起，有效地提高了变压器的利用率。另外，在传统的三电平直直变换器中在输出滤波器前的电压纹波比较大，则需要较大的输出电感来抑制电感上流过的纹波电流，因而不仅增大了电路的体积，而且影响了电路的动态性能指标，而正反激电路省去了滤波电感，提高了电路的功率密度。另外，通过软开关辅助电路和移相控制技术，使得电路可以在较宽的负载范围内也能实现零电压开关(ZVS)，减小了开关的应力和损耗。

如图3所示给出了三电平软开关正反激直直变换电路拓扑结构的控制时序图，图中从上至下波形分别为：

第一开关管S₁的栅源电压波形v_gs1；第二开关管S₂的栅源电压波形v_gs2；第三开关管S₃的栅源电压波形v_gs3；第四开关管S₄的栅源电压波形v_gs4；变压器原边三电平电压波形v_pri。

本实施例的三电平软开关正反激直直变换电路拓扑结构在一个变换周期内可分为14种工作模态，由于移相控制的对称性，在此分析了前八个工作模态，如图2a-2h所示，分别对应[t₀，t₁]、[t₁，t₂]、[t₂，t₃]、[t₃，t₄]、[t₄，t₅]、[t₅，t₆]、[t₆，t₇]和[t₇，t₈]八个时间段。图2a-2h中，虚线部分标出表明在对应的模态图中，相应的部件不导通或处于关断状态。

模态1[t₀，t₁]：开关管S₁、S₂的栅源电压为高电平，S₁、S₂处于导通状态；开关管S₃、S₄的栅源电压为零，S₃、S₄处于关断状态。，此时，电流从电源的正极流出，流经开关管S₁、S₂，分别再经过变压器原边绕组流向分压电容和经过辅助电感流向飞跨电容，二极管D_o1导通，二极管D_o2断开，L_p1和L_s1工作正激状态，L_p2和L_s2储存能量工作于反激模式，输出电压即为L_s1两端的电压，该模态等效电路如附图2a所示。

模态2[t₁，t₂]：给开关管S₁断开信号，S₂继续导通，飞跨电容C_s1的电压通过S₂加在了谐振电感L_r上，使得有足够的能量实现软开关，变压器的原边电流从S₁转移到S₁内的结电容和S₄内的结电容的支路中，给S₁内的结电容充电，同时通过飞跨电容C_s2给S₄内的结电容放电，由此体现了软开关，原边电压下降，该模态等效电路如附图2b所示。

模态3[t₂，t₃]：开关管S₄两端电压降为零，内二极管导通，原边电流可近似看作恒定值，所以，S₁两端电压由零线性上升到U_in/2，零电压断开，二极管D_o1、D_o2都导通，L_p2和L_s2储存的能量经D_o2释放给负载，S₂继续导通，原边电压下降为零，该模态等效电路如附图2c所示。

模态4[t₃，t₄]：开关管S₄零电压导通，S₂仍继续导通，原级电流直线下降，第一二极管D_o1上电流下降，第一二极管D_o2上电流上升。该模态等效电路如附图2d所示。

模态5[t₄，t₅]：开关管S₄继续导通，给S₂断开信号，此时，利用变压器原边电流给开关S₂内的结电容充电，同时S₃内的结电容放电，为零电压开关作铺垫，原边电压由零反向增大。该模态等效电路如附图2e所示。

模态6[t₅，t₆]：开关管S₄仍处于导通状态，S₃两端的电压减小到零，内二极管导通，开关S₂两端电压由零线性上升到U_in/2，S₂零电压断开，原边电压反向增加到U_in/2。该模态等效电路如附图2f所示。

模态7[t₆，t₇]：开关管S₃零电压导通，飞跨电容C_s2的电压通过S₃加在了谐振电感L_r上，此时刻跟模态6相一致。该模态等效电路如附图2g所示。

模态8[t₇，t₈]：二极管D_o1电流下降为零，二极管断开，此时L_p1和L_s1工作于反激状态，存储能量，L_p2和L_s2工作于正激状态，循环以上的模态。该模态等效电路如附图2h所示。

由以上分析可知，三电平软开关正反激直直变换电路拓扑结构在移相控制策略下，变压器原边的电压为三电平，与传统的三电平一致，有利于高输入电压的适用范围，而且，由于软开关辅助电路上谐振电感L_r的存在，当开关管S₂开通时，飞跨电容C_s1的电压加在开关管S₂和谐振电感L_r上，开关管S₂关断时有足够的能量参与谐振，使电路在较宽的负载范围内也能实现软开关，另外，电路中变压器利用了磁集成技术，不仅提高了变压器的利用率，而且省去了滤波电感，提高了电路的功率密度。

虽然本发明已以较佳实施例揭露如上，然其并非用以限定本发明。本发明所属技术领域中具有通常知识者，在不脱离本发明的精神和范围内，当可作各种的更动与润饰。因此，本发明的保护范围应当视权利要求书的保护范围为准。

Claims (1)

1.一种三电平软开关正反激直直变换电路拓扑结构，其特征在于，所述的电路拓扑结构利用三电平技术有利于减小开关管的电压应力，使变换器适用于高压输入场合，增加软开关辅助电路确保滞后管在轻载的时候也能有足够的能量实现零电压开关，具有在较宽的负载范围内实现软开关的优点，采用磁集成技术设计耦合变压器，有效提高变压器的利用率，减小变压器体积重量，直流滤波电路只由一个滤波电容构成，所述的电路拓扑结构包括：单相三电平半桥逆变电路、软开关辅助电路、耦合变压器、不控全波整流电路、滤波电路(C_o)和负载电阻(R)；

所述单相三电平半桥逆变电路由第一开关管(S₁)、第二开关管(S₂)、第三开关管(S₃)、第四开关管(S₄)、第一和第二箝位电容(C₁、C₂)和第一和第二箝位二极管(D_c1、D_c2)组成，其中每个开关管都带有各自内部的一个寄生二极管和一个结电容，第一开关管(S₁)和第四开关管(S₄)组成超前桥臂，第二开关管(S₂)和第三开关管(S₃)组成滞后桥臂；

所述软开关辅助电路由第一飞跨电容(C_s1)、第二飞跨电容(C_s2)和谐振电感(L_r)组成；

所述耦合变压器由一个铁芯及四个绕组组成，其分别为：第一原边绕组(L_p1)对应的第一副边绕组(L_s1)，第二原边绕组(L_p2)对应第二副边绕组(L_s2)；

所述不控全波整流电路由第一二极管(D_o1)和第二二极管(D_o2)组成；

所述电路拓扑结构的连接如下：

所述第一箝位电容(C₁)的正极和第一开关管(S₁)的漏极分别与输入源(U_in)的正极相连；

所述第二箝位电容(C₂)的阴极和第四开关管(S₄)的源极分别与输入源(U_in)的负极相连；

所述第一开关管(S₁)的源极、第二开关管(S₂)的漏极和第一飞跨电容(C_s1)的正极分别与第一箝位二极管(D_c1)的阴极相连；

所述第二开关管(S₂)的源极、第三开关管(S₃)的漏极和第一原边绕组(L_p1)的“·”端分别与谐振电感(L_r)的一端相连；

所述第一飞跨电容(C_s1)的阴极和第二飞跨电容(C_s2)的阳极分别与谐振电感(L_r)的另一端相连；

所述第二飞跨电容(C_s2)的阴极、第二箝位二极管(D_c2)的阳极和第三开关管(S₃)的源极分别与第四开关管(S₄)的漏极相连；

所述第一箝位电容(C₁)的阴极、第二箝位电容(C₂)的阳极、第一箝位二极管(D_c1)的阳极和第二箝位二极管(D_c2)的阴极分别与第二原边绕组(L_p2)的“·”端相连；

所述第一原边绕组(L_p1)的非“·”端与第二原边绕组(L_p2)的非“·”端相连；

所述第一副边绕组(L_s1)的“·”端与第一二极管(D_o1)的阳极相连；

所述第二副边绕组(L_s2)的“·”端与第二二极管(D_o2)的阳极相连；

所述第二副边绕组(L_s2)的非“·”端、第一副边绕组(L_s1)的非“·”端和滤波电容(C_o)的阴极分别与负载电阻(R)的一端相连；

所述第一二极管(D_o1)的阴极、第二二极管(D_o2)的阴极和滤波电容(C_o)的阳极分别与负载电阻(R)的另一端相连；

电路参数包括：

1)不控全波整流电路中，由输入电压与第一二极管、第二二极管电压应力的关系，负载电流与第一二极管、第二二极管电流的关系以及考虑到第一二极管、第二二极管工作在高频场合，因此选取第一二极管、第二二极管为快恢复二极管，型号为MUR1540，600V/30A；

2)两个箝位二极管(D_c1、D_c2)的选取方法同上，最终选取型号为MUR1540，600V/30A；

3)两个箝位电容(C₁、C₂)选取330μF/250V的电解电容；

4)由输入电压与四个开关管(S₁～S₄)电压应力的关系和负载电流与四个开关管(S₁～S₄)电流的关系，以及开关频率的大小，选取开关管的型号为IRFP350，400V/16A；

5)滤波电路中，滤波电容的取值为940μF/50V；

6)软开关辅助电路中，谐振电感(L_r)的取值为6μF，两飞跨电容(C_s1、C_s2)选取10μF/200V的电解电容；

7)由输出电压以及负载功率的大小，确定电阻(R)的阻值为1.3Ω；

8)由输出功率和输入电压以及占空比的关系，变压器的匝数比为12/3，副边的两线圈电感(L_s1、L_s2)为24μF；

所述三电平软开关正反激直直变换电路拓扑结构在一个变换周期内分为14种工作模态，由于移相控制的对称性，在此分析了前八个工作模态，分别对应[t₀，t₁]、[t₁，t₂]、[t₂，t₃]、[t₃，t₄]、[t₄，t₅]、[t₅，t₆]、[t₆，t₇]和[t₇，t₈]八个时间段；

模态1[t₀，t₁]：第一开关管(S₁)、第二开关管(S₂)的栅源电压为高电平，第一开关管(S₁)、第二开关管(S₂)处于导通状态；第三开关管(S₃)、第四开关管(S₄)的栅源电压为零，第三开关管(S₃)、第四开关管(S₄)处于关断状态，此时，电流从电源的正极流出，流经第一开关管(S₁)、第二开关管(S₂)，分别再经过变压器原边绕组流向箝位电容和经过辅助电感流向飞跨电容，第一二极管导通，第二二极管断开，第一原边绕组(L_p1)和第一副边绕组(L_s1)工作正激状态，第二原边绕组(L_p2)和第二副边绕组(L_s2)储存能量工作于反激模式，输出电压即为第一副边绕组(L_s1)两端的电压；

模态2[t₁，t₂]：给第一开关管(S₁)断开信号，第二开关管(S₂)继续导通，第一飞跨电容(C_s1)的电压通过第二开关管(S₂)加在了谐振电感L_r上，使得有足够的能量实现软开关，变压器的原边电流从第一开关管(S₁)转移到第一开关管(S₁)内的结电容和第四开关管(S₄)内的结电容的支路中，给第一开关管(S₁)内的结电容充电，同时通过第二飞跨电容(C_s2)给第四开关管(S₄)内的结电容放电，由此体现了软开关，原边电压下降；

模态3[t₂，t₃]：第四开关管(S₄)两端电压降为零，寄生二极管导通，原边电流看作恒定值，所以，第一开关管(S₁)两端电压由零线性上升到U_in/2，零电压断开，第一二极管、第二二极管都导通，第二原边绕组(L_p2)和第二副边绕组(L_s2)储存的能量经第二二极管释放给负载，第二开关管(S₂)继续导通，原边电压下降为零；

模态4[t₃，t₄]：第四开关管(S₄)零电压导通，第二开关管(S₂)仍继续导通，原级电流直线下降，第一二极管上电流下降，第二二极管上电流上升；

模态5[t₄，t₅]：第四开关管(S₄)继续导通，给第二开关管(S₂)断开信号，此时，利用变压器原边电流给第二开关管(S₂)内的结电容充电，同时第三开关管(S₃)内的结电容放电，为零电压开关作铺垫，原边电压由零反向增大；

模态6[t₅，t₆]：第四开关管(S₄)仍处于导通状态，第三开关管(S₃)两端的电压减小到零，寄生二极管导通，第二开关管(S₂)两端电压由零线性上升到U_in/2，第二开关管(S₂)零电压断开，原边电压反向增加到U_in/2；

模态7[t₆，t₇]：第三开关管(S₃)零电压导通，第二飞跨电容的电压通过第三开关管(S₃)加在了谐振电感L_r上，此时刻跟模态6相一致；

模态8[t₇，t₈]：第一二极管电流下降为零，第一二极管断开，此时第一原边绕组(Lp1)和第一副边绕组(L_s1)工作于反激状态，存储能量，第二原边绕组(L_p2)和第二副边绕组(L_s2)工作于正激状态，循环以上的模态；

所述电路拓扑结构的电源输入电压400VDC，输出电压20VDC，额定输出功率300W。