CN109302078B - 基于同步整流模式的dc-dc开关电源 - Google Patents

基于同步整流模式的dc-dc开关电源 Download PDF

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Abstract

基于同步整流模式的DC‑DC开关电源，包括可控开关电路、LLC谐振电路、变压器、整流滤波电路；可实现主开关管零电压软开关的同时，又可实现同步整流管的零电流软开关，DC‑DC变流拓扑采用一种倍流同步整流模式，采用全控性开关器件替代二极管不控整流桥，对全控器件进行同步整流获得更高的整机效率和更佳的输出性能，主拓扑电路中含有两个电感，流过两者的电流在相位上相差180°，由于电感电流的叠加作用使输出电流的脉动量较小，可明显减小输出电流纹波，抗电磁干扰特性较好。该变换器在大电流输出场合极大地减小了同步整流管的开关损耗，提高了变换器整体工作效率。

Description

基于同步整流模式的DC-DC开关电源
技术领域
本发明涉及一种DC-DC开关电源，具体是一种基于同步整流模式的DC-DC开关电源。
背景技术
在通常的输出整流电路中，整流二极管的导通管压降幅值远小于交流输入电压的幅值，所以可将整流管的管压降忽略不计。但是在输出低压大电流DC-DC电源中，由于输出电流较大，而电压又较小，所以二极管的导通压降相对低压输出电而言所占比例较大，故其所产生的导通损耗也较大，会严重削减电源的效率。
在功率开关管过程中，功率管上的电压和电流发生变化有一个过渡过程，开通时，其电流由零逐步上升，电压逐步下降，电流上升和电压下降有一个交叠过程，使开通过程中有功率损耗，称为开通损耗。同理，关断时，电流下降和电压上升也有一个交叠过程，使关断过程中开关管也有功率损耗，称为关断损耗。显然开关频率越高，开关损耗越大，因此应用硬开关技术的脉宽调制变换器，其开关频率不宜太高，否则开关损耗太大，变换器效率大大降低。
为使开关电源在高频下高效的工作，“软开关”技术应用越来越广泛，所谓“软开关”技术是指零电压开关(ZVS)、零电流开关(ZCS)，运用谐振原理，使开关变换器的开关器件中的电流或电压按照正弦或者准正弦规律变化，当电流自然过零时使器件关断；电压过零时使器件开通，实现开关损耗为零。现今全桥拓扑的软开关技术已经非常成熟，通过移相控制可以轻松实现全桥开关管的ZVS软开关，但还不能实现同步整流管的ZCS软开关，难以满足国内各型舰载直升机对舰面直流用电的保障要求。
发明内容
为解决现有技术中变换器中能量转换率低，开关损耗较大等技术问题，本发明提供一种基于同步整流模式的DC-DC开关电源，其电路拓扑可以不采用中心抽头变压器，并且采用两个滤波电感L1、L2，抗电磁干扰特性较好；软开关辅助电路可以实现开关管零电压关断、整流管零点流开通，大幅降低开关管、整流管损耗；倍流整流电路中采用全控性开关器件代替二极管不控整流桥进行同步整流，提高DC-DC变换器工作效率。
本发明采取的技术方案为：
基于同步整流模式的DC-DC开关电源，包括可控开关电路、LLC谐振电路、变压器、整流滤波电路，所述可控开关电路包括开关管Q1～Q4，开关管体二极管D1～D4，寄生电容C1～C4。
所述LLC谐振电路包括谐振电感Lr、励磁电感Lm、谐振电容Cr；
所述整流滤波电路包括同步整流管Q5、Q6，整流二极管D5、D6，滤波电感L1、L2，滤波电容CO；
开关管Q1的集电极连接开关管Q3的集电极，开关管Q1的发射极连接开关管Q2的集电极，开关管Q3的发射极连接开关管Q4的集电极，开关管Q2的发射极连接开关管Q4的发射极；
开关管Q1的发射极、集电极分别连接二极管D1阳极、阴极，二极管D1阳极、阴极并联有寄生电容C1；开关管Q2的发射极、集电极分别连接二极管D2阳极、阴极，二极管D2阳极、阴极并联有寄生电容C2；开关管Q3的发射极、集电极分别连接二极管D3阳极、阴极，二极管D3阳极、阴极并联有寄生电容C3；开关管Q4的发射极、集电极分别连接二极管D4阳极、阴极，二极管D4阳极、阴极并联有寄生电容C4；
开关管Q1的发射极连接谐振电感Lr一端，谐振电感Lr一端连接变压器原边绕组一端，变压器原边绕组另一端连接谐振电容Cr一端，谐振电容Cr另一端连接开关管Q4的集电极；
同步整流管Q6的漏极分别连接变压器副边绕组一端、滤波电感L1一端，同步整流管Q5的漏极分别连接变压器副边绕组另一端、滤波电感L2一端；同步整流管Q5的源极、同步整流管Q5的源极均连接滤波电容CO一端，滤波电容CO另一端均连接滤波电感L1另一端、滤波电感L2另一端。
本发明一种基于同步整流模式的DC-DC开关电源，技术效果如下：
1：LLC谐振变换器使得原边开关管侧零电压(ZVS)开通、副边侧整流管零电流(ZCS)关断，减小了损耗，提高了工作效率，电路中开关器件的电压应力大幅降低，可选择的范围较广。
2：与现有的全波整流电路相比，本发明采用的倍流整流拓扑中变压器不含有中心抽头，并且采用两个滤波电感L1、L2，节省成本。
3：与现有的倍流整流相比，本发明采用导体场效应晶体管代替二极管进行同步整流，即要求栅极电压必须与被整流电压的相位保持同步才能完成整流功能，故称之为同步整流。在高性能、高功率的变换器中使用同步整流的好处是可以获得更高的效率、更低的功耗、更佳的热性能。
4：该DC-DC开关电源，可实现主开关管零电压软开关的同时，又可实现同步整流管的零电流软开关，DC-DC变流拓扑采用一种倍流同步整流模式，采用全控性开关器件替代二极管不控整流桥，对全控器件进行同步整流获得更高的整机效率和更佳的输出性能，主拓扑电路中含有两个电感，流过两者的电流在相位上相差180°，由于电感电流的叠加作用使输出电流的脉动量较小，可明显减小输出电流纹波，抗电磁干扰特性较好。该变换器在大电流输出场合极大地减小了同步整流管的开关损耗，提高了变换器整体工作效率。
附图说明
下面结合附图和实施例对本发明作进一步说明：
图1是本发明主电路拓扑图。
图2是本发明主电路在(t0-t1)工作阶段各个元器件工作状态图。
图3是本发明主电路在(t1-t2)工作阶段各个元器件工作状态图。
图4是本发明主电路在(t2-t3)工作阶段各个元器件工作状态图。
图5是本发明主电路在(t3-t4)工作阶段各个元器件工作状态图。
图6是电感电流和负载电流波形图。
图7是为开关管Q1零电压软开关(ZVS)过程图。
具体实施方式
基于同步整流模式的DC-DC开关电源，包括可控开关电路、LLC谐振电路、变压器、整流滤波电路。
所述可控开关电路包括开关管Q1～Q4，开关管体二极管D1～D4，寄生电容C1～C4；
所述LLC谐振电路包括谐振电感Lr、励磁电感Lm、谐振电容Cr；
所述整流滤波电路包括同步整流管Q5、Q6，整流二极管D5、D6，滤波电感L1、L2，滤波电容CO；
开关管Q1的集电极连接开关管Q3的集电极，开关管Q1的发射极连接开关管Q2的集电极，开关管Q3的发射极连接开关管Q4的集电极，开关管Q2的发射极连接开关管Q4的发射极；
开关管Q1的发射极、集电极分别连接二极管D1阳极、阴极，二极管D1阳极、阴极并联有寄生电容C1；开关管Q2的发射极、集电极分别连接二极管D2阳极、阴极，二极管D2阳极、阴极并联有寄生电容C2；开关管Q3的发射极、集电极分别连接二极管D3阳极、阴极，二极管D3阳极、阴极并联有寄生电容C3；开关管Q4的发射极、集电极分别连接二极管D4阳极、阴极，二极管D4阳极、阴极并联有寄生电容C4；
开关管Q1的发射极连接谐振电感Lr一端，谐振电感Lr一端连接变压器原边绕组一端，变压器原边绕组另一端连接谐振电容Cr一端，谐振电容Cr另一端连接开关管Q4的集电极；
同步整流管Q6的漏极分别连接变压器副边绕组一端、滤波电感L1一端，同步整流管Q5的漏极分别连接变压器副边绕组另一端、滤波电感L2一端；同步整流管Q5的源极、同步整流管Q5的源极均连接滤波电容CO一端，滤波电容CO另一端均连接滤波电感L1另一端、滤波电感L2另一端。
可控开关电路中，开关管Q1～Q4由脉冲频率调制器驱动，具有恒定占空比(D＝0.5)，开关管Q1、Q4、Q2、Q3的驱动电压互补，开关转换的间隙称为死区时间(300ns)，避免交叉传导。
LLC谐振电路由谐振电感Lr、励磁电感Lm和谐振电容Cr组成，可实现主开关管零电压(Zero Voltage Switch，ZVS)软开关的同时，又可实现同步整流管的零电流(ZeroCurrent Switch，ZCS)软开关，该变换器在大电流输出场合极大地减小了同步整流管的开关损耗，进一步提高了变换器的效率。
整流滤波电路中DC-DC变流电路采用一种同步倍流整流拓扑，采用导体场效应晶体管代替二极管整流，可以不采用中心抽头变压器，并且采用两个滤波电感L1、L2，两个电感电流IL1、IL2有180°相位差，而Io＝IL1+IL2，由于电感电流的叠加作用使输出电流的脉动量较小，可明显减小输出电流纹波，改善系统闭环的动态响应。
LLC谐振电路可实现原边开关管侧零电压(ZVS)开通、副边侧整流管零电流(ZCS)关断，变换器具有两个谐振频率，第一个为谐振电感Lr和谐振电容Cr发生谐振产生的频率f1；第二个为励磁电感Lm、谐振电感Lr和谐振电容Cr一起谐振产生的频率f2，计算公式如下：
LLC谐振变换器开关频率f可工作在多种模式：f2<f<f1，f＝f1，f>f1。本发明只分析f2<f<f1模式，因在此模式下，电路处于感性状态，电压相位超前电流，开关管的体二极管在驱动信号来之前就已导通，为开关管零电压开通做铺垫，电路的开关周期可分为8个不同的时间间隔，具体工作状态如下：
模态1[t0-t1]：开关管Q1、Q4零电压开通，谐振电流ir大于励磁电流im，此时谐振电感上的电流为正，同步整流管Q5导通，同步整流管Q6关断。此阶段内，变压器励磁电感电流im线性增加，谐振电流ir正弦态增加，励磁电感Lm被变压器副边电压钳位在n倍的输出电压上，不参加谐振，谐振电感Lr和谐振电容Cr发生谐振，谐振频率为f1，输出能量来自于谐振电感Lr和谐振电容Cr，此时变压器副边绕组的极性为上正下负，副边电流经过滤波电感L1、滤波电容CO和RO、同步整流管Q5再次回到副边绕组，变压器励磁电感电流im等于谐振电流ir时，变压器励磁电感两端的电压与副边电压脱离，变压器副边无电流流过，随着同步整流管Q5关断，此阶段结束,图2为LLC谐振变换器在(t0-t1)工作阶段各个元器件工作状态。
模态2[t1-t2]：谐振电流ir等于励磁电流im，同步整流管Q5关断，无反向恢复，实现零电流(ZCS)关断，输出侧与谐振网络脱离，谐振网络不再向变压器二次侧传输能量，励磁电感Lm两端的电压不再被副边电压钳位，谐振电感Lr、励磁电感Lm、谐振电容Cr三者一起谐振，谐振频率为f2。设计时往往选取Lm＞＞Lr，可显著增加谐振周期(谐振频率远远小于开关频率)，可认为谐振电流iLr在此阶段保持不变。当开关管Q1、Q4的驱动信号下降为零时(为下阶段开关管零电压ZVS关断做准备)，此阶段结束，图3为LLC半桥谐振电路在(t1-t2)工作阶段各个元器件工作状态。
模态3[t2-t3]：开关管Q1、Q4关断，谐振电流ir对寄生电容C1、C4充电，对寄生电容C2、C3放电(为下阶段开关管零电压ZVS开通做准备)，放电至零时，此阶段结束，图4为LLC半桥谐振电路在(t2-t3)工作阶段各个元器件工作状态。
模态4[t3-t4]：谐振电感上的电流为负，副边同步整流管Q6导通，同步整流管Q5关断，此时变压器副边绕组的极性为上负下正，副边电流经过滤波电感L2、滤波电容CO和负载电阻R、同步整流管Q6再次回到副边绕组，励磁电感Lm被变压器副边电压钳位在n倍的输出电压上，不参加谐振，谐振电感Lr和谐振电容Cr发生谐振，谐振频率为f1，输出能量来自于谐振电感Lr和谐振电容Cr，t＝t4时，开关管Q2、Q3驱动信号到来，此阶段结束，图5为LLC半桥谐振电路在(t3-t4)工作阶段各个元器件工作状态。
下半周期工作状况与阶段1、2、3、4对称，这里不再赘述。
图6是电感电流和负载电流波形图，两个电感电流IL1、IL2有180°相位差，而Io＝IL1+IL2，由于电感电流的叠加作用使输出电流的脉动量较小，可明显减小输出电流纹波。
图7是为开关管Q1零电压软开关(ZVS)过程，开关管Q1的漏极电压在门极信号开通之前降为0，表明开关管Q1、Q2实现零电压开通。
综上所述，本发明提出的一种基于同步整流技术的DC-DC开关电源，能实现可实现主开关管零电压软开关的同时，又可实现同步整流管的零电流软开关，通过仿真软件进行分析其输出电流、ZVS的实现过程，功率等级为：输出直流电压为33V,额定输出电流为348A，满足国内各型舰船直升机对舰面直流用电的保障要求。

Claims (1)

1.基于同步整流模式的DC-DC开关电源，包括可控开关电路、LLC谐振电路、变压器、整流滤波电路，其特征在于：
所述可控开关电路包括开关管Q1～Q4，开关管体二极管D1～D4，寄生电容C1～C4；
所述LLC谐振电路包括谐振电感Lr、励磁电感Lm、谐振电容Cr；
所述整流滤波电路包括同步整流管Q5、Q6，整流二极管D5、D6，滤波电感L1、L2，滤波电容CO；
开关管Q1的集电极连接开关管Q3的集电极，开关管Q1的发射极连接开关管Q2的集电极，开关管Q3的发射极连接开关管Q4的集电极，开关管Q2的发射极连接开关管Q4的发射极；
开关管Q1的发射极、集电极分别连接二极管D1阳极、阴极，二极管D1阳极、阴极并联有寄生电容C1；开关管Q2的发射极、集电极分别连接二极管D2阳极、阴极，二极管D2阳极、阴极并联有寄生电容C2；开关管Q3的发射极、集电极分别连接二极管D3阳极、阴极，二极管D3阳极、阴极并联有寄生电容C3；开关管Q4的发射极、集电极分别连接二极管D4阳极、阴极，二极管D4阳极、阴极并联有寄生电容C4；
开关管Q1的发射极连接谐振电感Lr一端，谐振电感Lr一端连接变压器原边绕组一端，变压器原边绕组另一端连接谐振电容Cr一端，谐振电容Cr另一端连接开关管Q4的集电极；
同步整流管Q6的漏极分别连接变压器副边绕组一端、滤波电感L1一端，同步整流管Q5的漏极分别连接变压器副边绕组另一端、滤波电感L2一端；同步整流管Q5的源极、同步整流管Q5的源极均连接滤波电容CO一端，滤波电容CO另一端均连接滤波电感L1另一端、滤波电感L2另一端；
该DC-DC开关电源电路的开关周期可分为8个不同的时间间隔，具体工作状态如下：
模态1[t0-t1]：开关管Q1、Q4零电压开通，谐振电流ir大于励磁电流im，此时谐振电感上的电流为正，同步整流管Q5导通，同步整流管Q6关断；此阶段内，变压器励磁电感电流im线性增加，谐振电流ir正弦态增加，励磁电感Lm被变压器副边电压钳位在n倍的输出电压上，不参加谐振，谐振电感Lr和谐振电容Cr发生谐振，谐振频率为f1，输出能量来自于谐振电感Lr和谐振电容Cr，此时变压器副边绕组的极性为上正下负，副边电流经过滤波电感L1、滤波电容CO和负载电阻R、同步整流管Q5再次回到副边绕组，变压器励磁电感电流im等于谐振电流ir时，变压器励磁电感两端的电压与副边电压脱离，变压器副边无电流流过，随着同步整流管Q5关断，此阶段结束；
模态2[t1-t2]：谐振电流ir等于励磁电流im，同步整流管Q5关断，无反向恢复，实现零电流ZCS关断，输出侧与谐振网络脱离，谐振网络不再向变压器二次侧传输能量，励磁电感Lm两端的电压不再被副边电压钳位，谐振电感Lr、励磁电感Lm、谐振电容Cr三者一起谐振，谐振频率为f2；设计时往往选取Lm？Lr，可显著增加谐振周期，谐振频率远远小于开关频率，可认为谐振电流iLr在此阶段保持不变；当开关管Q1、Q4的驱动信号下降为零时，为下阶段开关管零电压ZVS关断做准备，此阶段结束；
模态3[t2-t3]：开关管Q1、Q4关断，谐振电流ir对寄生电容C1、C4充电，对寄生电容C2、C3放电，为下阶段开关管零电压ZVS开通做准备，放电至零时，此阶段结束；
模态4[t3-t4]：谐振电感上的电流为负，副边同步整流管Q6导通，同步整流管Q5关断，此时变压器副边绕组的极性为上负下正，副边电流经过滤波电感L2、滤波电容CO和RO、同步整流管Q6再次回到副边绕组，励磁电感Lm被变压器副边电压钳位在n倍的输出电压上，不参加谐振，谐振电感Lr和谐振电容Cr发生谐振，谐振频率为f1，输出能量来自于谐振电感Lr和谐振电容Cr，t＝t4时，开关管Q2、Q3驱动信号到来，此阶段结束。
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