CN109742957B - 一种双环全谐振型软开关变换器 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种双环全谐振型软开关变换器，双环，指主谐振LrLBCr称之LLC多谐振，辅助半桥谐振Lo(C3+C4)的LC单谐振，实现全桥四个管的全部谐振，即双谐振加全软开关的方式与拓补结构原理，即Q1、Q2、Q3、Q4均零电压导通，零电压(或相当低电压)条件下的零电流关断过程，也称之动态转换过程的损耗非常小，几乎为零，可以进一步提高开关频率，从而实现高效率，低成本，小型化。本发明变换器在同样的变压器、电感与电容谐振规格下，可以输出更大的功率，功率管实现零电压开通，零电流关断，C3、C4、C5、C6与功率管Q1、Q2、Q3、Q4分别并联，充分降低了dv/dt的电压变化率，效率提高且电磁辐射降低。

Description

一种双环全谐振型软开关变换器

技术领域

本发明涉及开关电源变换器技术领域，特别是涉及一种双环全谐振型软开关变换器。

背景技术

在功率电子学领域，将一种电能转换为另一种电能，如直流对直流，也可以交流对直流，直流对交流。这里指输入直流电压，转换成另一种直流电压值，提高开关频率来减小变压器的尺寸，而且，实现稳压功能，提高转换效率，设备小，成本低，小型轻便型化，也就是说提高了功率密度。如工频变压器，体积和重量十分大，而且输出电压随输入电压的高低变化而变化，频率越高，体积越小，重量越轻，电力电子技术革命，也是变换器技术的革命。

在开关变换器中，设法使担任调整作用的功率管电流按照正弦波规律变化，开关管在电压为零时的开通与关断，电流在零时的开通与关断，这时的变换器效率达到最高的局限点，此时不能调节输出电压的高低变化，通过改变工作原理与结构，尽可能达到最低损耗的转换，更高效，更高频率的使用，可以让变压器做的更小，也由此提高了变换器的功率密度。

应用软开关技术的变换器较传统硬开关的变换器具有变换效率高，电磁干扰小，而且能够提高功率密度，因而获得了广泛的应用。所占的比例也越来越高，研究与应用新的软开关技术已成为开关变换器领域的重点和主流。

从变换器的发展史与里程碑上，最早的技术，也可以称之为一代技术，如图(2)的半桥与图(3)的全桥，为完全的硬开关，即高电压大电流的导通与关断，而且，每一只管还要如图示的RC吸收器， R存在比较大的损耗，转换效率低，开关频率低，设备大，成本高，属于低端低技术含量。第二代应当属于移相电路，或者有限双极性电路，也叫伪相移方式。如图(4)，移相型，Q1与Q2，Q3与Q4都是几乎全脉宽的移动角度，来形成占空比调制。因为始终满脉宽，关断开关管的电感励磁电流会产生另一只管的零电压导通，根本不需要 RC吸收器，Q3、Q4是超前臂，实现ZVS(零压)导通，Q1、Q2 滞后臂实现ZVS(零流)关断。Q3、Q4的超前臂并一小电容，可以减小大电流关断的损耗，但由于死区时间短，而且是固定，轻载空载的占比非常小，即导通时间十分短，电流十分小，不能对C3、C4的充满与放完电的过程，导通失去ZVS(零压)，此电容会被管子吸收而产生损耗，使用的频率比硬开关高一些，但也不能更高许多。

为了解决这一不足，采用伪相移即有限双极性电路，如Q1、Q2 全脉宽固定导通时间，而Q3Q4采用可变脉宽PWM化，大电流下PWM 高，死区时间短，但很短时间就能对C3、C4的充满电与放完电，而在轻载、空载的下，PWM低，Q3、Q4的导通时间非常短，但死区时间非常大，由于Q1、Q2的固定导通时间不变，始终在回路构成导通状态，而且变压器留一点气隙，让初级电感量减小一些，增大励磁电流，这样，由于有足够的时间对C3、C4的充放电，采用增大一些电容量，可更多地减小Q3、Q4的关断损耗。

由于输出通过整流二极管之后串联Lo的电感器，Lo电感续流，导致D1、D2的硬转换过程，存在反向恢复时间，整流二极管的损耗比较大。故二代不论是移相电路还是有限双极性电路，称之边缘谐振型软开关，但实际上，还是显示硬开关特性。软的成分与效果相当有限。

那么到了第三代LLC多谐振型软开关，如图(5)所示，由L_BLrCr 构成。当开关频率工作在谐振频率，即这时感抗Lr＝容抗Cr，谐振的电抗值是零，正弦波电流状态如图(6)所示，ir是谐振电流，iL_B是由L_B电感产生的励磁电流。这个调输出电压大小与负载功率，靠的是改变频率而产生的电感分压数值，如电抗Xz＝感抗 XL-容抗频率提高，XL变大，Xc变小，Xz值增大，随着频率的提高，电感L_B的值也同样变大，导致时间变短的励磁电流iL_B变小，所以L_B的值不宜大，宜小一些，一般L_B＝3Lr左右合适，随着负载功率的进一步减小，需要更高的频率，那么由于导通时间也同样减小，励磁电流也进一步减小，Q1Q2会失去零电压导通条件而进入容性开通，这一电容能量为Wc＝2×1/2CU²f，f进一步升高，成比例性的增大Wc，故需要控制频率范围，如进入变频与变脉宽同时产生，直到最高频率如三倍谐振频率下的占空比为零了。或者另一种方式，就是形成间歇振荡，平均频率也受到限制，不会十分高。L_B的感抗值也是随频率而改变，频率低时，输出功率大，但叠加的iL_B电流也同样比较大，造成Q1Q2开关管的损耗与并联电感器的L_B损耗还有谐振串联电感Lr的损耗都比较大，当输出电压与功率减小了，由于失去ZVS(零压)开通，容性吸收产生开关管损耗大，这损耗来自功率开关管的结电容与并联电容器的总和。

那么也就是说存在一定的自相矛盾，频率低时，励磁电流叠加形成无转换功率的电流大损耗大，而频率高时，需要由1/2×2Cu²f的数值增大，但励磁电流却反而在减小，相反，故只有工作在谐振频率点上的效率最高，一旦偏离越大，无论更高频率，还是更低频率，转换效率都大大降低了。输出整流二极管不串联电感滤波，而是由电容直接滤波，属于零流通与断，损耗比较小。这种LLC多谐振变换器为第三代技术，效率与频率均高于二代的移相与有限双极性。

第四代称之准谐振型软开关变换器，如图(7)所示C1+C2为谐振电容，以Cr代替。该电路的原理，最高频率设计在Lr与Cr的谐振频率，开关频率总是低于谐振频率或最高到谐振频率点上，设半周导通时间为Ton，采用固定脉宽变频率即PFM的模式，设谐振频率为 f_T，开关频率为fo，当fo为0.6f_T～f_T之间，满占空比，而低于0.6f_T时，完全进入PFM化，由于D1、D2的钳位作用，回路电流总是工作在正弦波电流状态，即零电流导通与零电流关断，双零系统而称准字，叫准谐振型软开关，一旦工作频率不断降低，在0.6f_T以下时，由于 PFM化同样占空比出现(称PFM占空比)，死区时间的存在，尽管零流导通与关断关系，但失去了零电压导通条件了，故结电容被开关管吸收而产生损耗，这个输出功率的值Pw＝2×1/2CU²f，与f成比例关系,频率降低输出功率减小，故改变频率的范围十分大，如果为了限制频率范围，当导通周期小于谐振周期，进入大电流关断，失去零电流关断。

还有一种变换器方式，如图(9)，采用两级方式，一级固定频率，设计在LrCr的谐振频率为开关频率。这一级是完全的正弦波电流的零流导通与关断，零电压的导通与关断，效率最高，HV+与HVo为调幅，其值大小决定了输出电压的高低，增加另一级Buck即降压电路，由Lo，Q3，D1构成，但Q3开关管却工作在高电压大电流的导通与关断，存在比较大的损耗。由于调幅电压HV+与HVo之间的转换效率最高，综合效率还是非常高的。这种方式也得到普通的实际应用，但如何提高动态响应速度，也是有讲究的电路原理与控制方式。

发明内容

为了克服现有技术的不足，本发明提供一种双环全谐振型软开关变换器，其将二、三四代各有所长的复合利用，产生了一个新的拓扑结构的电路原理与工作方式。

为解决上述技术问题，本发明提供如下技术方案：一种双环全谐振型软开关变换器，包括有限双极性的LLC全桥主谐振电路和辅助谐振半桥即LC辅助谐振电路，实现全桥四管的全软开关化，其特征在于，所述LLC全桥主谐振电路和LC辅助谐振电路双谐振产生了双软开关，即零电压开通与零电流关断，实现功率开关管极其微小的几乎没有什么损耗的转换过程，大大提高了转换效率，还能够提高开关频率，实现了高效率小型化变换器；所述LLC全桥主谐振电路由主谐振 LB、Lr、Cr构成，有限双极性全桥电路结构控制方式，Q3、Q4总是比Q1、Q2提前关断，Q3、Q4脉宽调制PWM化，由LB与Lr、Cr串联回路所产生的励磁电流来保证Q3、Q4所并联电容C6、C5充满电与放完电后,从而产生零电压开通，C5、C6电容越大，Q3、Q4的关断损耗也越小，但不能过大；Q1、Q2固定脉宽同样并联电容器C3、C4，由半桥谐振，C1、C2串联分压为输入电压的一半，由Lo在导通半周期时间里，产生励磁电流，Q1、Q2关断之后，Lo与C3+C4产生谐振，与Q1、Q2所并联的电容C3、C4因充满电或放完电，而产生零电压开通，C3、C4电容越大，关断损耗越小，但不能过大；全桥所有四只开关器件都并联电容器，形成关断时间即toff后，开关管如MOSFET 的VDS波形为梯形波，低dv/dt变化率，关断由大电流到零的时间里， VDS处于相当低的电压状态，损耗系数P＝I×V，由此变小，转换过程损耗被转移至电容器吸收，是本拓补技术最大的特征，也通过有限双极性的技术特征，完美的相结合的特点，产生了特别大的效果，从而使开关的转换动态过程的损耗足够小，从而进一步提高开关频率，与通常技术相比，在同样的开关管散热器与变压器一样大小的前提下，能够提供更大的输出功率，如果使用更高的开关频率，更小的变压器尺寸，使设备小型化，从而实现高效率、低成本、小型化。

作为本发明的一种优选技术方案，所述软开关变换器不仅有主谐振的LB、Lr、Cr，还有辅助谐振Lo(C3+C4)，即LLC+LC模式，并且与有限双极性电路技术特征相结合的特点完美的相结合，从而大大提高了变换器的技术与性能。

作为本发明的一种优选技术方案，利用变压器的初次级匝数比来决定输出电压的高低，Q1、Q2、Q3、Q4可以是功率场效应晶体管 MOSFET，或绝缘栅双极性晶体管IGBT，也可以是双极性晶体管BJT。

作为本发明的一种优选技术方案，所述变压器原边所并联的电感器LB通常不单独存在，而是利用变压器留气隙大小来决定其LB值的大小。

作为本发明的一种优选技术方案，所述变压器的漏电感也是串联谐振电感器Lr的一部分，改变变压器绕组结构，增大漏电感，或者由于输出电压低，漏电感比较大，谐振电感Lr可以由变压器的漏电感直接取代，而且变压器磁芯有气隙，即LB与Lr集中在变压器里面，形成变压器，LB电感与Lr电感三合一化，仍然为LLC化。

作为本发明的一种优选技术方案，在Q3、Q4任何占空比之下，都能满足零电压导通所需要的LB的数值，同样，Q1Q2是固定脉宽的占空比，只要满足Q1Q2的零电压导通下的Lo的数值即可。

作为本发明的一种优选技术方案，开关工作频率可以为固定频率，也可以为变频的方式，无论高于谐振频率，还是低于谐振频率。

与现有技术相比，本发明能达到的有益效果是：本发明软开关变换器采用有限双极性拓补结构原理，由于功率开关管器件的并联电容比较大，软化的效果好，转换过程的交流动态损耗非常小，同时，减缓了开关管电压的上升与下降时间曲线，根据这一曲线为梯形波的轨迹，损耗转移吸收而大大减小了，充分降低了开关管的开关损耗。而且EMI减小，电路工作系统容易稳定，可靠性也提高了，不仅大大的提高了效率，同时，可以大大的提高使用频率，可以实现设备的小型化，也降低了成本。可以在一样频率一样的变压器大小规格下，输出更大的功率，由于开关器件功率管损耗大大减小，因而减小所需散热器的尺寸，同时，可以进一步提高开关频率，减小变压器尺寸，而实现设备的更加小型化，低成本化，也从而提高转换器的功率密度。

附图说明

图1是本发明双谐振型全软开关变换器的原理图；

图2是一代硬开关半桥变换器的结构原理图；

图3是一代硬开关全桥变换器的结构原理图；

图4是二代边缘谐振的移相型与有限双极性电路的结构原理图；

图5是三代LLC多谐振型软开关变换器电路结构原理图；

图6是LLC的Lr的电流波形图；

图7是四代LC准谐振软开关变换器的电路结构原理图；

图8是开关管导通的正弦波电流图；

图9是二级、一级以零电压零电流导通关断的连续正弦波电流图；

图10是双环全谐振型软开关变换器的Q1与Q3，Q3与Q4的驱动波形所对应的谐振电流波开Ir,LB的励磁电流ILB输出整流二极管的电流波形图；

图11最大实现Q1与Q2固定脉宽，Q3与Q4最大PWM脉宽，即左右两臂的分别ds极波形图；

图12是PWM减小下的两边ds电压波形图；

图13是PWM继续减小下的两边ds电压波形图；

图14PWM在非常小的条件下的两边ds电压波形图。

图15是Q1Q2Q3Q4主回路llc谐振回路变换器的PWM占空比大的近正弦波电流波形图；

图16是占空比减小下的驱动与回路的电流波形图；

图17是占空比减小减小下的驱动与回路的电流波形图；

图18是占空比再减小下的驱动与回路的电流波形图；

图19是非常小占空比与最小占空比下的驱动与回路电流波形图；

图20是非常小占空比与最小占空比下的驱动与回路电流波形图；

图21是开关管ds波形与回路正弦波电流波形图。

具体实施方式

以下结合附图对本发明的优选实施例进行说明，应当理解，此处所描述的优选实施例仅用于说明和解释本发明，并不用于限定本发明。

请参照图1所示，一种双环全谐振型软开关变换器，是LLC多谐振原理与有限双极性技术原理相组合的方式，L_BLrCr多谐振，Lr与 Cr是主串联谐振，L_B与变压器原边的并联谐振，提供最小的励磁电流的电感能量，无论Q3、Q4的占空比大小，输出功率的大小，Q3、Q4、的占空比小于Q1、Q2，提前关断一定时间，Q1、Q2继续导通的，对 C5C6的充放电，产生Q3Q4的零电压导通，如果输出功率减小，即Q3、 Q4、PWM的占空比小了，死区时间更大，L_B由Q1、Q2的继续导通提供对C5、C6的充放电，在全范围PWM调制下，Q3、Q4始终都是零电压导通的。由C1、C2分压的半桥Lr(C3+C4)励磁电流产生储能L_B的电感能量，通过LC谐振回路，Q1、Q2也构成零电压的导通条件。这里指固定开关频率。

本发明这样解决上述问题的，由B,C,D构成一个主回路，BC为变压器原边电压，第一晶体管Q1导通，第三晶管Q3同时也导通，然后Q3总是比Q1提前关断，进入变压器空载，B-C的等效电阻为最大，此时，L_B的电感产生的励磁电流由B、C到D点的导通回路，对C5、 C6充电至D点电平处于Vin+电压，此时Q4的电压就出在零电压状态，等待Q4导通。同理，第二晶体管Q2导通，第四晶体管Q4同时也导通，然后Q4总是比Q2提前关断，假如变压器空载，B-C之间的电阻最大，此时，L_B的电感产生的励磁电流，由B、C到D点的导通回路，对C5C6放电至D点电平处于Vin-电压，此时Q3的电压就处在零电压状态，等待Q3导通。Lr与Cr为串联谐振电路。

本发明的辅助谐振电路，由C1、C2串联，A点电压处于中点，即1/2Vin。第一晶体管Q1导通之后，Lo产生了励磁电流，当Q1关断时，Lo的电感能量释放，Lo与C3、C4的产生的谐振后,B点由Q1的导通在Vin+的电压，下降至Vin-的电压点，第二晶体管Q2处于零电压位置，等待零电压导通，同理，第二晶体管Q2导通之后，Lo产生方向相反的励磁电流，当Q2关断时，Li的电感能量反向释放，Lo 与C3、C4C的产生的谐振后，B点由零电压Vin-上升至Vin+的电压点，等待Q1的零电压导通，由此反复过程。

由于晶体管内部均有反向二极管，如果对于双极管BJT内部无反向二极管的话，需要外面并联反向二极管，对于B点与D点，电压均不会高于Vin+电压，也不会低于Vin-负电压，在Vin+与Vin-电压之间摆动。

按照本发明提供的由两部分谐振电路构成。一部分为主谐振，另一部分为辅助谐振，故称之双谐振电路，实现全软开关变压器电路。 Q1、Q2、Q3、Q4全部并联电容器，在同样都能产生零电压导通的前提下，这一电容的存在，可以构成零电压，或低电压的关断过程，由于损耗功率I×V，由V值非常小，而产生的这一损耗系数减小，也就是功率开关管的关断损耗转移至电容，并得到充分的吸收，因这一损耗十分小，从而产生了高效率变换器。如图(10)所示，驱动电压波形，回路电流i_r励磁电流il_B,输出整流管电源波形。

由于辅助谐振仅仅为Lo与(C3+C4)的固定常数，故Q1、Q2的上升与下降时间A点不是通用技术的V_DS垂直波，而是梯形波，倾斜度即T_DS总是固定与相等的，但对于主谐振L_BLrCr回路中，输出功率大小产生的电流同样有大小，占空比同样存在大小，那么关断电流不一定是近零关断，存在开关管关断的电流也不是一样大小的，故D 点同样不是垂直波，也是梯形波，但上升与下降的时间不是一样大小的，即对C3、C4的充放电速度因电流大小的变化导致的倾斜率大小不恒定，空载或轻载由于变压器的初级的电阻十分大，仅靠L_B的励磁电流小，这时的倾斜率就比较大了。看看实测占空比大小不同情况下，属于占空比变化的这一个桥臂的Tds几乎差不了多少。

输出整流管直接电容滤波，整流二极管同样是零电流下导通与关断，在高频率下，必须采用快恢复或超快恢复二极管。

本发明提供的双谐振型全软开关变换器，不但可以充分利用谐振回路传递能量的能力，在同样的变压器，功率管一样参数，一样的散热器条件下，能够向负载提供更大的电流，输出更大的功率，而且，进一步改进的电路中，功率管实现零电压开通，零电流关断，转换损耗大大降低。

这样还可以进一步地提高开关频率，那么变换器的变压器随之更小，继而实现小型化，低成本化。同时，零电压导通，开关管波形梯形化降低了dv/dt的电压变换率，降低电磁辐射。因此本发明提供的双谐振型软开关变换器具有电磁干扰小，效率高，成本低等突出特点。

具体的，基本电路，如图(1)所示，LBLrCr为全桥电路的主谐振LLC电路Q3、Q4比Q1、Q2提前导通，Q1、Q2的继续导通，回路继续流通电流,对C5、C6的充放电，如D点到达Vin+，此时Q4 零电压导通，如D点到达Vin-，此时Q3零电压导通。

采用伪相移即有限双极性控制电路，具体要求，Q3、Q4的最大占空比比Q1、Q2、要小一些，如更低3％左右，即0.03全周期的时间，在最小回路电流下，仍然可以让C5、C6的充满与放完的时间过程。从而实现Q3、Q4零电压导通，由于Q1、Q2并联电容，需要在一定时间里能够让B点上达Vin+而产生Q1的零电压导通，B点下达至Vin-而产出Q2的零电压导通，由于辅助谐振电流即电感Lo让 C3、C4的充满与放完的过程，那么Q1、Q2的脉宽不能达到50％，为47％，留下3％为谐振时间周期。如果未能充满电与放完电过程， Q1、Q2的管子就不一定在零电压，而是一定电压的条件下导通，由此失去了完全零电压的开通条件。

由于Q3、Q4是PWM调制，占空比变化，导通时间是可变的。设定最大的脉宽为LrCr的正弦波半周，假如没有LB的存在，变压器原边电阻串联，设开关管，输出二极管，变压器都是理想状态，即晶体管结电容与变压器匝电容忽略不计，此时当然是零电流关断，有 LB则叠加了励磁电流，在半周时间产生的峰值电流下关断，此电流十分小。但占空比变化，导通时间改变，变小了，按照正弦波电压值规律，V＝Vo(峰值)sin 2πft，如半周180度,为0，随着导通时间的缩短，电压值，在此视为电流值随着正弦波规律的曲线而加大，当一半半周期即90°时，sin90°＝1，此时为正弦波的最大值，再减小，又由1的最大值开始减小。那么Q3、Q4通常是在一定的电流值下关断的，C5、C6的电容存在，将此电流产生的能量转移至电容而吸收。

由此而大大减小了这一关断的损耗，转换效率提高，对于Q1、 Q2也是如此，并联C3、C4电容也是减小了关断损耗的，由此转换效率提高。实际结果是固定脉宽的Q1Q2的损耗比Q3Q4大一些，就是Q1Q2两个支路，一个是主回路的LLC,另一路是LC辅助谐振，两路叠加的结果。

那么Lo(C3+C4)的辅助谐振，Lo的电流是三角波。不论主谐振的LLC，还是辅助谐振LC，电感的能量通常大于管子并联电容的能量，由于Q1、Q2与Q3、Q4均有内部反向二极管，对于IGBT与BJT器件，如果没有内部这一反向二极管的话，就需要在外部并联快速反向二极管，在于通过钳位的反向二极管钳位于Vin+电压与Vin- 电压，超过的能量被输入电压所吸收。

该发明技术的LLC+LC的双谐振拓补方式，从实验的效果来看，参考波形，开关管的DS波，回路的不同占空比下的波形，一目了然。

本发明技术的双谐振型软开关变换器，最后阐述与说明。

低损耗高效率是这样实现的。在现有技术中，开关功率管不并联电容，而且都不是零电流而是大电流关断的。就是第三代的LLC多谐振型软开关变换器，尽管得到普遍应用，仍然还不是最高效率的变换器，如通常比较大的关断电流，功率管的DS极的dv/dt十分高，通常仅几十纳秒时间，小于100纳秒，那么功率管同样会在短时间里进入高电压，大电流的区间存在一定的损耗。本结构原理，所有四个开关器件并联电容器，那么，开关轨迹由方波变成了梯形波，时间达几百或五百纳秒以上，远高于开关的关断时间，而产生零电流关断，因此损耗减小，提高转换效率，转换效率高于现有的LLC多谐振变换器，从而实现开关变换器转换效率的进一步提高。

本发明的实施方式不限于此，按照本发明的上述实施例内容，利用本领域的常规技术知识和惯用手段，在不脱离本发明上述基本技术思想前提下，以上优选实施例还可以做出其它多种形式的修改、替换或组合，所获得的其它实施例均落在本发明权利保护范围之内。

Claims (2)

1.一种双环全谐振型软开关变换器，包括有限双极性的LLC全桥主谐振电路和LC辅助谐振电路，其特征在于，所述LLC全桥主谐振电路由主谐振电感LB、电感Lr、电容Cr构成，全桥所有四只开关器件都并联电容器，输入电压的正极连接电容C1的一端，电容C1的一端连接晶体管Q1的集电极，电容C1的另一端连接电容C2的一端，电容C2的一端连接电感L0的一端，电感L0的一端连接晶体管Q1的发射极，晶体管Q1的集电极连接电容C3的一端，电容C3的一端连接晶体管Q4的集电极，晶体管Q4的集电极连接电容C5的一端，晶体管Q1的发射极连接晶体管Q2的集电极，晶体管Q2的集电极连接电容C3的另一端，电容C3的另一端连接电容C4的一端，电容C4的一端连接电感LB的一端，电感LB和变压器B的输入端并联，电感LB的另一端连接电感Lr的一端，电感Lr的另一端连接电容Cr的一端，电容Cr的另一端连接晶体管Q4的发射极，晶体管Q4的发射极连接晶体管Q3的集电极，晶体管Q3的集电极连接电容C5的另一端，电容C5的另一端连接电容C6的一端，电容C6的一端连接晶体管Q3发射极，晶体管Q3的发射极连接电容C4的另一端，电容C4的另一端连接晶体管Q2的发射极，晶体管Q2的发射极连接电容C2的另一端，电容C2的另一端接地，变压器B中间输出端接极性电容E的负极，变压器B两端输出端分别接二极管D1和二极管D2的正极，二极管D1和二极管D2的负极与极性电容E的正极连接，极性电容E与负载并联，所述晶体管Q1、晶体管Q2、晶体管Q3、晶体管Q4是功率MOSFET，所述晶体管Q3、晶体管Q4的最大占空比所述晶体管Q1、晶体管Q2小。

2.根据权利要求1所述的一种双环全谐振型软开关变换器，其特征在于，所述晶体管Q3、晶体管Q4的最大占空比所述晶体管Q1、晶体管Q2小3％。