CN110071644B - 一种谐振变换器 - Google Patents

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Abstract

本发明公开一种谐振变换器，包括控制模块、逆变模块、谐振模块和整流模块；所述逆变模块的控制端和所述整流模块的控制端均与所述控制模块的输出端连接；所述谐振模块包括基频谐振单元和倍频谐振单元；所述基频谐振单元输入端和所述倍频谐振单元输入端均与所述逆变模块的输出端连接；所述基频谐振单元用于对所述交流电信号进行调节得到基频谐振电信号；所述倍频谐振单元用于对所述交流电信号进行调节，得到倍频谐振电信号；所述基频谐振电信号和所述倍频谐振电信号的幅值和相位不同；本发明提供的谐振变换器，能够控制谐振电流，提高电流利用率。

Description

一种谐振变换器
技术领域
本发明涉及谐振变换器技术领域，特别是涉及一种谐振变换器。
背景技术
传统的电路随着用电设备种类的复杂化，对电网的污染程度就越严重，严重影响电能质量。在现有技术中，会在传统的电路中加入谐振变换器，通过谐振变换器提高电能转换，减少电磁干扰，并且能够适应高频工作模式。但是，在电路中加入谐振变换器相当于引入谐振网络，谐振网络中的谐振电流的波形为正弦波，谐振电流经过一个正弦周期的变化，且谐振电流不可控，会产生一些不必要的开关损耗，增加整个电路的能耗，造成电流利用率不高。
发明内容
本发明的目的是提供一种谐振变换器，能够控制谐振电流，提高电流利用率。
为实现上述目的，本发明提供了如下方案：
一种谐振变换器，包括控制模块、逆变模块、谐振模块和整流模块；所述逆变模块的控制端和所述整流模块的控制端均与所述控制模块的输出端连接；所述控制模块的输入端与第一电源连接，并输出调制电信号；
所述控制模块用于通过所述调制电信号控制所述逆变模块的功率开关的导通与断开；所述逆变模块的输入端与第二电源连接，所述逆变模块用于根据所述逆变模块的功率开关的导通与断开将所述第二电源输入的第二电信号逆变为交流电信号；
所述谐振模块包括基频谐振单元和倍频谐振单元；所述基频谐振单元输入端和所述倍频谐振单元输入端均与所述逆变模块的输出端连接；所述基频谐振单元用于对所述交流电信号进行调节得到基频谐振电信号；所述倍频谐振单元用于对所述交流电信号进行调节，得到倍频谐振电信号；所述基频谐振电信号和所述倍频谐振电信号的幅值和相位不同；
所述控制模块还用于通过所述调制电信号控制所述整流模块的功率开关的导通与断开；所述整流模块的输入端与所述谐振模块的输出端连接，所述整流模块用于根据所述整流模块的功率开关的导通与断开将所述基频谐振电信号和所述倍频谐振电信号进行叠加、整流，得到直流电信号。
可选的，所述控制模块包括数字信号处理单元和输出电压驱动单元；所述数字信号处理单元输入端与所述第一电源连接；所述数字信号处理单元的输出端与所述输出电压驱动单元的输入端连接；
所述数字信号处理单元用于对所述第一电源输入的第一电信号进行脉冲宽度调制，得到第一调制电信号和第二调制电信号；所述第一调制电信号和所述第二调制电信号的占空比相等且相位互补；
所述输出电压驱动单元包括四个半桥驱动芯片，分别为第一半桥驱动芯片、第二半桥驱动芯片、第三半桥驱动芯片和第四半桥驱动芯片；所述输出电压驱动单元的四个半桥驱动芯片的输入端均与所述数字信号处理单元输出端连接，均用于将所述第一调制电信号和所述第二调制电信号进行放大得到第一放大调制电信号和第二放大调制电信号；所述第一放大调制电信号与所述第二放大调制电信号的占空比相同，且相位互补；
所述第一半桥驱动芯片的输出端和所述第二半桥驱动芯片的输出端与均所述逆变模块的功率开关连接；所述第三半桥驱动芯片的输出端和所述第四半桥驱动芯片的输出端均与所述整流模块的功率开关连接。
可选的，所述逆变模块包括第一电容、第一组功率开关和第二组功率开关；所述第一电容、所述第一组功率开关和所述第二组功率开关均与所述第一电源并联；所述第一组功率开关与所述第一半桥驱动芯片的输出端连接，所述第二组功率开关与所述第二半桥驱动芯片的输出端连接。
可选的，所述第一组功率开关包括第一功率开关和第二功率开关；所述第二组功率开关包括第三功率开关和第四功率开关；
所述第一功率开关的源极与所述第二功率开关的漏极连接，所述第三功率开关的源极与所述第四功率开关的漏极连接，所述第一功率开关的漏极与所述第三功率开关的漏极连接，所述第二功率开关的源极与所述第四功率开关的源极连接；所述第一功率开关的源极和所述第三功率开关的源极均与基频谐振单元输入端连接；所述第二功率开关的漏极和所述第四功率开关的漏极均与所述倍频谐振单元输入端连接；
所述第一功率开关的控制端和所述第二功率开关的控制端均与所述第一半桥驱动芯片的输出端连接，所述第一功率开关输入所述第一放大调制电信号；所述第二功率开关输入所述第二放大调制电信号；
所述第三功率开关的控制端和所述第四功率开关的控制端均与所述第二半桥驱动芯片的输出端连接，所述第四功率开关输入所述第一放大调制电信号；所述第三功率开关输入所述第二放大调制电信号。
可选的，所述基频谐振单元包括第一谐振网络、第二谐振网络、第一变压器；所述第一谐振网络的输出端与所述第一变压器的输入端连接，所述第一变压器的输出端与所述第二谐振网络的输入端连接；所述第一谐振网络的频率与所述第二谐振网络的频率相同。
可选的，所述倍频谐振单元包括包括第三谐振网络、第四谐振网络、第二变压器；所述第三谐振网络的输出端与所述第二变压器的输入端连接，所述第二变压器的输出端与所述第四谐振网络的输入端连接；所述第三谐振网络的频率与所述第四谐振网络的频率相同；
所述第一谐振网络的频率与所述第三谐振网络的频率不相同。
可选的，所述整流模块包括第三组功率开关、第四组功率开关、第二电容和输出负载；所述第三组功率开关、所述第四组功率开关、所述第二电容均和所述输出负载并联；所述第三组功率开关与所述第一半桥驱动芯片的输出端连接，所述第四组功率开关与所述第二半桥驱动芯片的输出端连接。
可选的，所述第三组功率开关包括第五功率开关和第六功率开关；所述第四组功率开关包括第七功率开关和第八功率开关；
所述第五功率开关的源极与所述第六功率开关的漏极连接，所述第七功率开关的源极与所述第八功率开关的漏极连接，所述第五功率开关的漏极与所述第七功率开关的漏极连接，所述第六功率开关的源极与所述第八功率开关的源极连接；所述第五功率开关的源极和所述第七功率开关的源极均与基频谐振单元输出端连接；所述第六功率开关的漏极和所述第八功率开关的漏极均与所述倍频谐振单元连接；
所述第五功率开关的控制端和所述第六功率开关的控制端均与所述第三半桥驱动芯片的输出端连接，所述第五功率开关输入所述第一放大调制电信号；所述第六功率开关输入所述第二放大调制电信号；
所述第七功率开关的控制端和所述第八功率开关的控制端均与所述第四半桥驱动芯片的输出端连接，所述第八功率开关输入所述第一放大调制电信号；所述第七功率开关输入所述第二放大调制电信号。
根据本发明提供的具体实施例，本发明公开了以下技术效果：本发明提供了一种谐振变换器，在原有基频谐振单元的基础上，加入了倍频谐振单元，即加入倍频谐振电流，利用不同频率的谐振电流相位和幅值不同，对原有的谐振电流进行叠加，通过谐振电流的叠加效果，达到控制谐振电流，提高电流利用率。
附图说明
为了更清楚地说明本发明实施例或现有技术中的技术方案，下面将对实施例中所需要使用的附图作简单地介绍，显而易见地，下面描述中的附图仅仅是本发明的一些实施例，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动性的前提下，还可以根据这些附图获得其他的附图。
图1为本发明实施例一种谐振变换器的结构示意图；
图2为本发明实施例控制模块的结构示意图；
图3为本发明实施例的电路图。
附图标记：1-控制模块；2-逆变模块；3-谐振模块；4-整流模块；5-基频谐振单元；6-倍频谐振单元；7-数字信号处理单元；8-输出电压驱动单元；9-第一谐振网络；10-第二谐振网络；11-第三谐振网络；12-第四谐振网络；Q1-第一功率开关；Q2-第二功率开关；Q3-第三功率开关；Q4-第四功率开关；Q5-第五功率开关；Q6-第六功率开关；Q7-第七功率开关；Q8-第八功率开关；Vdc-第二电源输入的第二电信号；Cdc-第一电容；Cf-第二电容；T1-第一变压器；T2-第二变压器；Vbattery-输出负载；DR1-第一调制信号；DR2-第二调制信号。
具体实施方式
下面将结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例仅仅是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。
本发明的目的是提供一种谐振变换器，能够控制谐振电流，提高电流利用率。
为使本发明的上述目的、特征和优点能够更加明显易懂，下面结合附图和具体实施方式对本发明作进一步详细的说明。
图1为本发明实施例一种谐振变换器的结构示意图，如图1所示，本发明提供的一种谐振变换器包括控制模块1、逆变模块2、谐振模块3和整流模块4；所述逆变模块2的控制端和所述整流模块4的控制端均与所述控制模块1的输出端连接；所述控制模块1的输入端与第一电源连接，并输出调制电信号。
所述控制模块1用于通过所述调制电信号控制所述逆变模块2的功率开关的导通与断开；所述逆变模块2的输入端与第二电源连接，所述逆变模块2用于根据所述逆变模块2的功率开关的导通与断开将所述第二电源输入的第二电信号Vdc逆变为交流电信号。
所述谐振模块3包括基频谐振单元5和倍频谐振单元6；所述基频谐振单元5输入端和所述倍频谐振单元6输入端均与所述逆变模块2的输出端连接；所述基频谐振单元5用于对所述交流电信号进行调节得到基频谐振电信号；所述倍频谐振单元6用于对所述交流电信号进行调节，得到倍频谐振电信号；所述基频谐振电信号和所述倍频谐振电信号的幅值和相位不同。
所述控制模块1还用于通过所述调制电信号控制所述整流模块4的功率开关的导通与断开；所述整流模块4的输入端与所述谐振模块3的输出端连接，所述整流模块4用于根据所述整流模块4的功率开关的导通与断开将所述基频谐振电信号和所述倍频谐振电信号进行叠加、整流，得到直流电信号。
即本发明在所述基频谐振单元5的基础上，加入所述倍频谐振单元6，利用不同频率的谐振电流相位和幅值不同，对原有的谐振电流进行叠加。
例如，所述倍频谐振单元6为所述基频谐振单元5频率的三倍，所述基频谐振单元5的谐振电流与三倍频率谐振单元的谐振电流共同作用，由于三倍频谐振单元6的谐振电流周期为基频谐振单元5的谐振电流的1/3，即在一个开关周期内，基频谐振单元5的谐振电流经过一整个周期，而三倍频谐振单元的谐振电流传递三个周期的电流；利用这个特点，在一个开关周期内，当基频谐振单元5的谐振电流处于正弦波的波峰时，由于周期相位上的滞后效果，三倍频谐振单元的谐振电流处于正弦波的波谷，即在基频电流上叠加了三倍频谐振单元的谐振电流，叠加后的谐振电流波峰减小，同理，叠加后的电流波谷电流也会减小。从而对谐振电流的波形进行控制。
进一步，当所述谐振模块3中的所述倍频谐振单元6的谐振频率与所述基频谐振单元5的谐振频率比例关系不严格匹配时，倍频谐振电流与基频谐振电流关系也不遵守严格的比例关系，可以利用这个特点来对谐振电流进行细微的调节；通过利用谐波注入的特性，实现谐振电流的叠加效果，达到控制谐振电流，提高电流利用率。
图2为本发明实施例控制模块1的结构示意图，如图2所示，所述控制模块1包括数字信号处理单元7和输出电压驱动单元8；所述数字信号处理单元7输入端与所述第一电源连接；所述数字信号处理单元7的输出端与所述输出电压驱动单元8的输入端连接。
所述数字信号处理单元7用于对所述第一电源输入的第一电信号进行脉冲宽度调制，得到第一调制电信号DR1和第二调制电信号DR2；所述第一调制电信号DR1和所述第二调制电信号DR2的占空比相等且相位互补，其中，占空比为50％。
所述输出电压驱动单元8包括四个半桥驱动芯片，分别为第一半桥驱动芯片、第二半桥驱动芯片、第三半桥驱动芯片和第四半桥驱动芯片；所述输出电压驱动单元8的四个半桥驱动芯片的输入端均与所述数字信号处理单元7输出端连接，均用于将所述第一调制电信号DR1和所述第二调制电信号DR2进行放大得到第一放大调制电信号和第二放大调制电信号；所述第一放大调制电信号与所述第二放大调制电信号的占空比相同，且相位互补，占空比为50％。
所述第一半桥驱动芯片的输出端和所述第二半桥驱动芯片的输出端与均所述逆变模块2的功率开关连接；所述第三半桥驱动芯片的输出端和所述第四半桥驱动芯片的输出端均与所述整流模块4的功率开关连接。
即每个半桥驱动芯片将所述第一调制电信号DR1和所述第二调制电信号DR2进行放大均得到第一放大调制电信号和第二放大调制电信号；四个半桥驱动芯片将信号进行放大得到4路第一放大调制电信号和4路第二放大调制电信号；八路放大调制信号分别表示为DRV1、DRV2、DRV3、DRV4、DRV5、DRV6、DRV7和DRV8，并且根据所述逆变模块2与所述整流模块4中的功率开关的导通顺序不同进行分组：DRV1、DRV4、DRV5和DRV8为相位相同，占空比为50％，DRV2、DRV3、DRV6和DRV7为相位相同，占空比为50％。
其中，所述逆变模块2将第二电信号Vdc用于根据所述输出电压驱动单元8输出的放大调制电信号DRV1、DRV2、DRV3和DRV4进行逆变得到交流电信号。
所述整流模块4将从所述谐振单元输出的电信号作为整流电路的输入电压，根据所述输出电压驱动单元8输出的放大调制电信号DRV5、DRV6、DRV7、DRV8进行整流得到所需的直流电压。
图3为本发明实施例的电路图，如图3所示，所述逆变模块2包括第一电容Cdc、第一组功率开关和第二组功率开关；所述第一电容Cdc、所述第一组功率开关和所述第二组功率开关均与所述第一电源并联；所述第一组功率开关与所述第一半桥驱动芯片的输出端连接，所述第二组功率开关与所述第二半桥驱动芯片的输出端连接。所述第一组功率开关包括第一功率开关Q1和第二功率开关Q2；所述第二组功率开关包括第三功率开关Q3和第四功率开关Q4。
所述第一功率开关Q1的源极与所述第二功率开关Q2的漏极连接，所述第三功率开关Q3的源极与所述第四功率开关Q4的漏极连接，所述第一功率开关Q1的漏极与所述第三功率开关Q3的漏极连接，所述第二功率开关Q2的源极与所述第四功率开关Q4的源极连接；所述第一功率开关Q1的源极和所述第三功率开关Q3的源极均与基频谐振单元5输入端连接；所述第二功率开关Q2的漏极和所述第四功率开关Q4的漏极均与所述倍频谐振单元6输入端连接。
所述第一功率开关Q1的控制端和所述第二功率开关Q2的控制端均与所述第一半桥驱动芯片的输出端连接，所述第一功率开关Q1输入所述第一放大调制电信号；所述第二功率开关Q2输入所述第二放大调制电信号。
所述第三功率开关Q3的控制端和所述第四功率开关Q4的控制端均与所述第二半桥驱动芯片的输出端连接，所述第四功率开关Q4输入所述第一放大调制电信号；所述第三功率开关Q3输入所述第二放大调制电信号。
具体的，所述基频谐振单元5包括第一谐振网络9、第二谐振网络10、第一变压器T1；所述第一谐振网络9的输出端与所述第一变压器T1的输入端连接，所述第一变压器T1的输出端与所述第二谐振网络10的输入端连接；所述第一谐振网络9的频率与所述第二谐振网络10的频率相同。
所述倍频谐振单元6包括包括第三谐振网络11、第四谐振网络12、第二变压器T2；所述第三谐振网络11的输出端与所述第二变压器T2的输入端连接，所述第二变压器T2的输出端与所述第四谐振网络12的输入端连接；所述第三谐振网络11的频率与所述第四谐振网络12的频率相同；
所述第一谐振网络9的频率与所述第三谐振网络11的频率不相同。
其中，谐振模块3中谐振网络的频率与电容和电感的取值有关，具体的谐振网络的频率为
Figure BDA0002083976600000081
所述整流模块4包括第三组功率开关、第四组功率开关、第二电容Cf和输出负载Vbattery；所述第三组功率开关、所述第四组功率开关、所述第二电容Cf均和所述输出负载Vbattery并联；所述第三组功率开关与所述第一半桥驱动芯片的输出端连接，所述第四组功率开关与所述第二半桥驱动芯片的输出端连接。
所述第三组功率开关包括第五功率开关Q5和第六功率开关Q6；所述第四组功率开关包括第七功率开关Q7和第八功率开关Q8；
所述第五功率开关Q5的源极与所述第六功率开关Q6的漏极连接，所述第七功率开关Q7的源极与所述第八功率开关Q8的漏极连接，所述第五功率开关Q5的漏极与所述第七功率开关Q7的漏极连接，所述第六功率开关Q6的源极与所述第八功率开关Q8的源极连接；所述第五功率开关Q5的源极和所述第七功率开关Q7的源极均与基频谐振单元5输出端连接；所述第六功率开关Q6的漏极和所述第八功率开关Q8的漏极均与所述倍频谐振单元6连接；
所述第五功率开关Q5的控制端和所述第六功率开关Q6的控制端均与所述第三半桥驱动芯片的输出端连接，所述第五功率开关Q5输入所述第一放大调制电信号；所述第六功率开关Q6输入所述第二放大调制电信号；
所述第七功率开关Q7的控制端和所述第八功率开关Q8的控制端均与所述第四半桥驱动芯片的输出端连接，所述第八功率开关Q8输入所述第一放大调制电信号；所述第七功率开关Q7输入所述第二放大调制电信号。
本发明提供的谐振变换器的具体工作过程为:
所述逆变模块2中所述第一功率开关Q1、所述第二功率开关Q2，所述第三功率开关Q3和所述第四功率开关Q4的驱动信号，由于在占空比上的限制始终存在死区，防止了驱动功率开关的直通，同时具有快速的上升沿和下降沿。所述逆变模块2中第二电源输入第二电信号Vdc，在第一个电信号正半周，所述第一功率开关Q1和所述第四功率开关Q4共同作用，经过谐振模块3的作用，所述第二电信号Vdc从输入侧经过所述第一功率开关Q1、所述第一谐振网络9、所述第四功率开关Q4和所述第二电源形成完整回路，另一个完整回路为所述第一功率开关Q1、所述第三谐振网络11、所述第四功率开关Q4和所述第二电源，则在第一个电信号正半周，保持所述逆变模块2输入为第二电信号Vdc；谐振模块3输出合成电流为波峰被抑制的正弦电流；在第一个电压负半周，所述第二功率开关Q2和所述第三功率开关Q3共同作用，经过所述谐振模块3的作用，输入电压从输入侧经过所述第三功率开关Q3、所述第一谐振网络9、所述第二功率开关Q2和第二电源形成完整回路，另一个完整回路为所述第三功率开关Q3、所述第三谐振网络11、所述第二功率开关Q2和所述第二电源，则在第一个电压负半周，保持所述逆变模块2的输入为第二电信号Vdc的负数；所述谐振模块3的输出合成电流为波峰被抑制的正弦电流；
所述整流模块4的所述第五功率开关Q5、所述第六功率开关Q6、所述第七功率开关Q7和所述第八功率开关Q8的驱动信号，由于占空比上的限制始终存在死区，防止驱动功率管的直通，同时具有快速的上升沿和下降沿。所述整流模块4中，在第一个电压正半周，所述第六功率开关Q6和所述第七功率开关Q7共同作用，输入电信号从输入侧经过所述第六功率开关Q6、所述输出负载Vbattery和所述第七功率开关Q7，则在第一个电压正半周，保持整流输出电路电压电流同相变化；在第一个电压负半周，所述第五功率开关Q5和所述第八功率开关Q8共同作用，输入电压从输入侧经过所述第八功率开关Q8、所述输出负载Vbattery和所述第五功率开关Q5。在接下来的周期时间内重复以上的工作，则电流拓扑实现了整流功能，输出稳定的直流电压。
本发明提供的谐振变换器，以谐波注入高频电流的方式，实现对谐振电流的控制，并且注入的高频电流不局限于一条谐振支路，可以为多个高频谐波电流的组合，从而达到更好的控制效果以及更高的电流利用率；电路拓扑简单，在原有谐振单元的基础上，加入新的谐振单元，除了谐振网络参数设置不同，其他均相同，用简单的电路拓扑实现了复杂的谐振电流叠加功能。
利用谐波注入的方式改变谐振电流完成了对电路拓扑的创新，调节输出电流，改善电能质量。
本说明书中各个实施例采用递进的方式描述，每个实施例重点说明的都是与其他实施例的不同之处，各个实施例之间相同相似部分互相参见即可。本文中应用了具体个例对本发明的原理及实施方式进行了阐述，以上实施例的说明只是用于帮助理解本发明的方法及其核心思想；同时，对于本领域的一般技术人员，依据本发明的思想，在具体实施方式及应用范围上均会有改变之处。综上所述，本说明书内容不应理解为对本发明的限制。

Claims (8)

1.一种谐振变换器，其特征在于，包括控制模块、逆变模块、谐振模块和整流模块；所述逆变模块的控制端和所述整流模块的控制端均与所述控制模块的输出端连接；所述控制模块的输入端与第一电源连接，并输出调制电信号；
所述控制模块用于通过所述调制电信号控制所述逆变模块的功率开关的导通与断开；所述逆变模块的输入端与第二电源连接，所述逆变模块用于根据所述逆变模块的功率开关的导通与断开将所述第二电源输入的第二电信号逆变为交流电信号；
所述谐振模块包括基频谐振单元和倍频谐振单元；所述基频谐振单元输入端和所述倍频谐振单元输入端均与所述逆变模块的输出端连接；所述基频谐振单元用于对所述交流电信号进行调节得到基频谐振电信号；所述倍频谐振单元用于对所述交流电信号进行调节，得到倍频谐振电信号；所述基频谐振电信号和所述倍频谐振电信号的幅值和相位不同；
所述控制模块还用于通过所述调制电信号控制所述整流模块的功率开关的导通与断开；所述整流模块的输入端与所述谐振模块的输出端连接，所述整流模块用于根据所述整流模块的功率开关的导通与断开将所述基频谐振电信号和所述倍频谐振电信号进行叠加、整流，得到直流电信号。
2.根据权利要求1所述的一种谐振变换器，其特征在于，所述控制模块包括数字信号处理单元和输出电压驱动单元；所述数字信号处理单元输入端与所述第一电源连接；所述数字信号处理单元的输出端与所述输出电压驱动单元的输入端连接；
所述数字信号处理单元用于对所述第一电源输入的第一电信号进行脉冲宽度调制，得到第一调制电信号和第二调制电信号；所述第一调制电信号和所述第二调制电信号的占空比相同且相位互补；
所述输出电压驱动单元包括四个半桥驱动芯片，分别为第一半桥驱动芯片、第二半桥驱动芯片、第三半桥驱动芯片和第四半桥驱动芯片；所述输出电压驱动单元的四个半桥驱动芯片的输入端均与所述数字信号处理单元输出端连接，均用于将所述第一调制电信号和所述第二调制电信号进行放大得到第一放大调制电信号和第二放大调制电信号；所述第一放大调制电信号与所述第二放大调制电信号的占空比相同，且相位互补；
所述第一半桥驱动芯片的输出端和所述第二半桥驱动芯片的输出端与均所述逆变模块的功率开关连接；所述第三半桥驱动芯片的输出端和所述第四半桥驱动芯片的输出端均与所述整流模块的功率开关连接。
3.根据权利要求2所述的一种谐振变换器，其特征在于，所述逆变模块包括第一电容、第一组功率开关和第二组功率开关；所述第一电容、所述第一组功率开关和所述第二组功率开关均与所述第一电源并联；所述第一组功率开关与所述第一半桥驱动芯片的输出端连接，所述第二组功率开关与所述第二半桥驱动芯片的输出端连接。
4.根据权利要求3所述的一种谐振变换器，其特征在于，所述第一组功率开关包括第一功率开关和第二功率开关；所述第二组功率开关包括第三功率开关和第四功率开关；
所述第一功率开关的源极与所述第二功率开关的漏极连接，所述第三功率开关的源极与所述第四功率开关的漏极连接，所述第一功率开关的漏极与所述第三功率开关的漏极连接，所述第二功率开关的源极与所述第四功率开关的源极连接；所述第一功率开关的源极和所述第三功率开关的源极均与基频谐振单元输入端连接；所述第二功率开关的漏极和所述第四功率开关的漏极均与所述倍频谐振单元输入端连接；
所述第一功率开关的控制端和所述第二功率开关的控制端均与所述第一半桥驱动芯片的输出端连接，所述第一功率开关输入所述第一放大调制电信号；所述第二功率开关输入所述第二放大调制电信号；
所述第三功率开关的控制端和所述第四功率开关的控制端均与所述第二半桥驱动芯片的输出端连接，所述第四功率开关输入所述第一放大调制电信号；所述第三功率开关输入所述第二放大调制电信号。
5.根据权利要求1所述的一种谐振变换器，其特征在于，所述基频谐振单元包括第一谐振网络、第二谐振网络、第一变压器；所述第一谐振网络的输出端与所述第一变压器的输入端连接，所述第一变压器的输出端与所述第二谐振网络的输入端连接；所述第一谐振网络的频率与所述第二谐振网络的频率相同。
6.根据权利要求5所述的一种谐振变换器，其特征在于，所述倍频谐振单元包括包括第三谐振网络、第四谐振网络、第二变压器；所述第三谐振网络的输出端与所述第二变压器的输入端连接，所述第二变压器的输出端与所述第四谐振网络的输入端连接；所述第三谐振网络的频率与所述第四谐振网络的频率相同；
所述第一谐振网络的频率与所述第三谐振网络的频率不相同。
7.根据权利要求2所述的一种谐振变换器，其特征在于，所述整流模块包括第三组功率开关、第四组功率开关、第二电容和输出负载；所述第三组功率开关、所述第四组功率开关、所述第二电容均和所述输出负载并联；所述第三组功率开关与所述第三半桥驱动芯片的输出端连接，所述第四组功率开关与所述第四半桥驱动芯片的输出端连接。
8.根据权利要求7所述的一种谐振变换器，其特征在于，所述第三组功率开关包括第五功率开关和第六功率开关；所述第四组功率开关包括第七功率开关和第八功率开关；
所述第五功率开关的源极与所述第六功率开关的漏极连接，所述第七功率开关的源极与所述第八功率开关的漏极连接，所述第五功率开关的漏极与所述第七功率开关的漏极连接，所述第六功率开关的源极与所述第八功率开关的源极连接；所述第五功率开关的源极和所述第七功率开关的源极均与基频谐振单元输出端连接；所述第六功率开关的漏极和所述第八功率开关的漏极均与所述倍频谐振单元连接；
所述第五功率开关的控制端和所述第六功率开关的控制端均与所述第三半桥驱动芯片的输出端连接，所述第五功率开关输入所述第一放大调制电信号；所述第六功率开关输入所述第二放大调制电信号；
所述第七功率开关的控制端和所述第八功率开关的控制端均与所述第四半桥驱动芯片的输出端连接，所述第八功率开关输入所述第一放大调制电信号；所述第七功率开关输入所述第二放大调制电信号。
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Citations (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN107294392A (zh) * 2017-08-11 2017-10-24 何晓东 一种双向dcdc变换器
CN108964469A (zh) * 2018-07-16 2018-12-07 江南大学 一种并串联结构的全桥双llc谐振变换器
CN109742957A (zh) * 2019-02-12 2019-05-10 深圳市新能力科技有限公司 一种双环全谐振型软开关变换器

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* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
EP2309632B1 (en) * 2009-10-12 2013-05-29 STMicroelectronics Srl Half bridge resonant DC-DC control device

Patent Citations (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN107294392A (zh) * 2017-08-11 2017-10-24 何晓东 一种双向dcdc变换器
CN108964469A (zh) * 2018-07-16 2018-12-07 江南大学 一种并串联结构的全桥双llc谐振变换器
CN109742957A (zh) * 2019-02-12 2019-05-10 深圳市新能力科技有限公司 一种双环全谐振型软开关变换器

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