CN103208935A

CN103208935A - 低共模噪声并网逆变电路及无功功率控制方法

Info

Publication number: CN103208935A
Application number: CN2012100105856A
Authority: CN
Inventors: 丁宝; 孙立峰; 牟英峰
Original assignee: 牟英峰
Priority date: 2012-01-14
Filing date: 2012-01-14
Publication date: 2013-07-17

Abstract

本发明涉及一种低共模噪声的并网逆变电路及无功功率控制方法，包括增强型降压斩波电路和可控硅工频换相电路，其中增强型降压斩波电路包括SPWM调制的功率开关管、双续流二极管、功率因数调节功率开关管、电感和电容。通过调节增强型降压斩波电路中高频开关管的占空比，将直流电能转换为正弦半波；通过调整功率因数调节功率开关管的导通方式，可以实现功率因数调节。由4个低频可控硅组成的换相电路对直流正弦半波进行换相，得到正弦全波，完成从直流到正弦交流的逆变。本新型并网逆变电路与常规的全桥并网逆变电路相比，结构简单，抗过流能力强，稳定性高，高频管数目减少接近一半，逆变效率高，成本低。在开关和换相过程中，由于整个逆变回路完全对称，逆变的交流输出产生共模电压恒定，抑制了共模电流并降低EMI干扰。

Description

低共模噪声并网逆变电路及无功功率控制方法

技术领域

本发明涉及一种低共模噪声的并网逆变电路及无功功率控制方法，尤其是一种高转换效率、低谐波失真度的，同时可进行功率因数调节的DC/AC并网逆变电路及无功功率调节方法。

背景技术

并网逆变电路的作用是将直流电压变换成正弦交流电，并实现并网供给用电设备使用。高效率、低谐波失真度是该项技术的关键指标；在并网发电时，也需要根据电力调度指令调整功率因数。

目前存在的并网逆变器技术多采用四管全桥电路结构，如图2所示，采用双极性调制方式或单极性调制方式。双极性调制电路中，四个开关管（虚线框中所示）都以较高开关频率工作，开关管的损耗较大，影响效率，并且存在较大的开关噪声和电流纹波幅值。单极性调制电路中，逆变产生的共模电压幅值变化较大，由此产生的共模电流随着开关频率的增加线性增大，谐波失真和共模噪声干扰较严重。

发明内容

本发明的目的是克服现有技术中存在的不足，提供一种DC/AC并网逆变电路，使用三颗高频开关管实现调制，在同一时间最多有两个开关管做高频动作，有效降低了高频开关损耗、提高了转换效率；在输出无功功率时，仅有一颗高频开关管工作，能够同时实现逆变、并网及功率因数控制，是具有很强过载能力的并网逆变电路，能广泛用于风力、太阳能并网逆变器、微网逆变器等并网电源和逆变器电源技术应用领域，同时能满足功率因数调节的要求。

本发明采用的技术方案为：一种DC/AC并网逆变电路(如图1所示)，包括增强型降压斩波电路、可控硅换相电路、逆变电流采样电路、电压电流检测电路、可控硅换相控制电路以及SPWM控制电路。在需要功率因数调节时：若逆变器输出有功功率，增强型降压斩波电路只有两个个功率开关处于SPWM调制状态，另外一个功率开关处于常开状态；若逆变器进行无功功率调节，只有一个功率开关均处于开关状态。

所述的增强型降压斩波电路包括功率开关Q1（MOSFET或IGBT）、功率开关Q2（MOSFET或IGBT），功率开关Q3（MOSFET或IGBT）二极管D1、二极管D2、二极管D3，电感L1，电感L2，电容C1和低频开关Q3，功率开关Q1漏极（或集电极）与直流电源正极和二极管D2阴极相接，其源极（或发射极）与电感L1一端、二极管D1阴极和二极管D3的阴极相接；功率开关管Q2漏极（或集电极）与二极管D2阳极、电感L2的一端和功率开关管Q3源极（或发射极）相连接，其源极（或发射极）与二极管D1的阳极、直流电源负极及低频开关的一端相接；功率开关管Q2漏极（或集电极）与功率开关管Q2的漏极（或集电极）、二极管D2的阳极和电感L2的一端相连接，其源极（或发射极）和二极管D3相连接；电感L1的一端与Q1的源极（或发射极）、二极管D1阴极和二极管D3的阴极相相接，另一端与换向电路中单向可控硅阳极和C1的一端相接；电感L2的一端与Q2漏极（或集电极）与D2的阳极相连接和功率开关管Q3的漏极（或集电极）相连接，另一端与可控硅阴极、电容C1相连接。

所述的可控硅换相电路包括4个单向可控硅S1~S4，可控硅S1与可控硅S2组成串联组，可控硅S3与可控硅S4组成串联组，两个串联组相并联，可控硅S1与可控硅S3的阳极相接，作为高电压输入端，可控硅S2与可控硅S4的阴极相接，作为低电压输出端。可控硅S1与可控硅S2的连接点和可控硅S3与可控硅S4的连接点分别作为单相交流输出端，接向单相电网或交流负载。可控硅S1与可控硅S4的驱动信号为一组，可控硅S2与可控硅S3的驱动信号为一组，导通时间各占半个工频周期。

所述功率开关Q1、功率开关Q2和功率开关管Q3为高频开关管，选用器件为MOSEFT或IGBT。

所述可控硅S1~S4为低频开关管，选用器件为单向可控硅SCR或IGBT。

所述的功率因数调节，当逆变器输出有功功率时，增强型降压斩波电路只功率开关Q1和功率开关管Q2处于SPWM调制状态，使另外一个功率开关Q3处于常开状态，在Q1和Q2关断时，与二极管D3、电感L1和电感L2构成续流回路。

所述的功率因数调节，当逆变器进行无功功率调节时，只有功率开关管Q3处于SPWM调制状态，Q1、Q2处于常闭状态，当Q3同时关断时，D2、C2、D1、L1与换向电路构成续流回路，实现无功功率的控制。

本发明的增强型降压斩波电路完成正弦半波调制和功率因数调节。电路中开关管Q1、Q2、Q3采用的控制时序见图4，将直流母线C2的直流电能转换为正弦半波；通过调整两组可控硅整流器的导通时间，把正弦半波转成正弦全波；通过调整开关管Q1、Q2、Q3的导通方式，实现功率因数调节功能。

本发明的优点是：

整个电路中只有增强型降压斩波电路中的三个高频开关管，且有功功率输出时只有两个高频管高频动作，无功输出时只有一个开关管高频动作，所以开关管的开关损耗很小，逆变效率得到极大提升。

电感L1和电感L2承受的压降为传统双极性模式的一半，电流纹波和电感损耗极大程度降低。

无功功率输出时，只有一个高频开关管动作，无功输出效率最大化。

可控硅换相电路中采用的四个工频可控硅过载能力强，大大增强系统稳定性，器件开关损耗和导通损耗小，提高了系统效率，器件成本低，能够大幅的降低系统的成本，有利于新能源并网逆变器的推广普及；

逆变电路完全对称，逆变产生的共模电压恒定，由此产生共模电流接近零，能有效的抑制共模电流，降低了系统传导损耗，保证逆变电流的品质。

增强型降压斩波电路中在传统的Buck电路的基础上增加二个开关管、一个二极管和一个电感，可以实现功率因数调节，可满足日益增长的功率因数可调节的需求。

增强型降压斩波电路和换相电路的巧妙配合，实现了直流输入和交流输出的共模抑制，有效的降低了EMI。

附图说明

图1是本发明电路组成示意图。

图2是常规四管全桥逆变电路原理图。

图3是本发明的电路原理图。

图4是本发明电路驱动时序图。

图5是本发明第一象限Q1、Q2导通等效图

图6是本发明第一象限Q1、Q2关断等效图。

图7是本发明第二象限Q3导通等效图。

图8是本发明第二象限Q3关断等效图。

图9是本发明第三象限Q1、Q2导通等效图。

图10是本发明第三象限Q1、Q2关断等效图。

图11是本发明第四象限Q3导通等效图。

图12是本发明第四象限Q3关断等效图。

具体实施方式

如图1、图3、图4所示，DC/AC并网逆变电路，包括增强型降压斩波电路、可控硅换相电路、逆变电流采样电路、电压电流检测电路、可控硅换相控制电路以及SPWM控制电路。

如图4所示，按电压与电流的方向，可将每个工频周期分为4个阶段：第一象限，输出电压大于零，输出电流大于零；第二象限，输出电压小于零，输出电流大于零；第三象限，输出电压小于零，输出电流小于零；第四象限,输出电压大于零，输出电流小于零。图4中给出了各个象限中功率开关管Q1、Q2、Q3和可控硅S1~S4的驱动信号。下面结合图例对各个阶段做进一步说明。

1．第一象限，输出电压大于零，输出电流大于零。

输出电流大于零，S1、S4导通，开关管Q3常开，开关管Q1、Q2由SPWM输出信号控制，驱动信号产生模式见图4。

当Q1、Q2导通时，等效图见图5，直流源通过电感L1向外传递能量，忽略器件的导通压降，电感两端电压UL = Ubus – Uout 大于零，所以电感电流逐渐增加，电感储能逐渐增加，电流回路是如图中箭头所示。

当Q1、Q2关断时，等效图见图6，电感继续向外传递能量。忽略器件的导通压降，电感两端电压UL = – Uout 小于零，所以电感电流逐步减小，存储的能量逐步降低，电流回路如图中箭头所示。

2．第二象限，输出电压小于零，输出电流大于零。

输出电流大于零，S1、S4导通，开关管Q1和Q2常闭，开关管Q3才SPWM调制，驱动信号产生模式见图4。

当Q3同时导通时，等效图见图7，电感继续向外传递能量。忽略器件的导通压降，电感两端电压UL = -Uout 大于零，所以电感电流逐步增加，存储的能量逐步降低，电流回路如图中箭头所示。

当Q3同时关断时，等效图见图8，电感继续向外传递能量。忽略器件的导通压降，电感两端电压UL = -Ubus-Uout 小于零，所以电感电流逐步减小，存储的能量逐步降低，电流回路如图中箭头所示。

3．第三象限，输出电压小于零，输出电流小于零。

输出电流小于零，S2、S3导通，Q3始终处于导通状态，开关管Q1和开关管Q2由SPWM输出信号控制，驱动信号产生模式见图4。

当Q1 、Q2同时导通时，等效图见图9，直流源通过电感L1向外传递能量。忽略器件的导通压降，电感两端电压UL = Ubus + Uout 大于零，所以电感电流逐渐增加，电感储能逐渐增加，电流回路是如图中箭头所示。

当Q1、Q2同时关断时，等效图见图10，电感继续向外传递能量。忽略器件的导通压降，电感两端电压UL = Uout 小于零，所以电感电流逐步减小，存储的能量逐步降低，电流回路如图中箭头所示。

4．第四象限，输出电压大于零，输出电流小于零，开关管Q1和Q2常闭，开关管Q3进行SPWM调制，驱动信号产生模式见图4。

当Q1 、Q2同时导通时，等效图见图11，直流源通过电感L1向外传递能量。忽略器件的导通压降，电感两端电压UL =Uout 大于零，所以电感电流逐渐增加，电感储能逐渐增加，电流回路是如图中箭头所示。

当Q3关断时，等效图见图12，电感继续向外传递能量。忽略器件的导通压降，电感两端电压UL = -Ubus+Uout 小于零，所以电感电流逐步减小，存储的能量逐步降低，电流回路如图中箭头所示。

Claims

1.一种并网逆变电路，其特征在于包括增强型降压斩波电路、可控硅换相电路、逆变电流采样电路、电压电流检测电路、可控整流器换相控制电路以及SPWM控制电路。

2.根据权利要求1所述的增强型降压斩波电路，其特征在于：包括功率开关Q1（MOSFET或IGBT）、功率开关Q2（MOSFET或IGBT），功率开关Q3（MOSFET或IGBT）二极管D1、二极管D2、二极管D3，电感L1，电感L2，电容C1和低频开关Q3，功率开关Q1漏极（或集电极）与直流电源正极和二极管D2阴极相接，其源极（或发射极）与电感L1一端、二极管D1阴极和二极管D3的阴极相接；功率开关管Q2漏极（或集电极）与二极管D2阳极、电感L2的一端和功率开关管Q3源极（或发射极）相连接，其源极（或发射极）与二极管D1的阳极、直流电源负极及低频开关的一端相接；功率开关管Q2漏极（或集电极）与功率开关管Q2的漏极（或集电极）、二极管D2的阳极和电感L2的一端相连接，其源极（或发射极）和二极管D3相连接；电感L1的一端与Q1的源极（或发射极）、二极管D1阴极和二极管D3的阴极相相接，另一端与换向电路中单向可控硅阳极和C1的一端相接；电感L2的一端与Q2漏极（或集电极）与D2的阳极相连接和功率开关管Q3的漏极（或集电极）相连接，另一端与可控硅阴极、电容C1相连接。

3.根据权利要求1所述的并网逆变电路，其特征在于：所述的可控硅换相电路包括4个单向可控硅S1~S4，可控硅S1与可控硅S2组成串联组，可控硅S3与可控硅S4组成串联组，两个串联组相并联，可控硅S1与可控硅S3的阳极相接，作为高电压输入端，可控硅S2与可控硅S4的阴极相接，作为低电压输出端；可控硅S1与可控硅S2的连接点和可控硅S3与可控硅S4的连接点分别作为单相交流输出端，接向单相电网或交流负载；可控硅S1与可控硅S4的驱动信号为一组，可控硅S2与可控硅S3的驱动信号为一组，导通时间各占半个工频周期;通过控制Q3的通断实现功率因数控制。

4.根据权利要求2所述的并网逆变电路，其特征在于：所述功率开关Q1、功率开关Q2和功率开关管Q3为高频开关管，选用器件为MOSEFT或IGBT。

5.根据权利要求3所述的并网逆变电路，其特征在于：所述可控硅S1~S4为低频开关管，选用器件为单向可控硅SCR或IGBT。

6.根据权利要求3所述的所述的功率因数控制，其特征在于：当逆变器输出有功功率时，增强型降压斩波电路只功率开关Q1和功率开关管Q2处于SPWM调制状态，使另外一个功率开关Q3处于常开状态，在Q1和Q2关断时，与二极管D3、电感L1和电感L2构成续流回路。

7.根据权利要求3所述的所述的功率因数控制，其特征在于：当逆变器进行无功功率调节时，只有功率开关管Q3处于SPWM调制状态，Q1、Q2处于常闭状态，当Q3同时关断时，D2、C2、D1、L1与换向电路构成续流回路，实现无功功率的控制。