CN210490747U - 模块化双Buck逆变器 - Google Patents

Abstract

本实用新型提供了一种模块化双Buck逆变器，包括：直流电源；第一功率开关，所述第一功率开关的集电极与所述直流电源的正极端电连接；第一二极管，所述第一二极管的负极端与所述第一功率开关的发射极电连接，所述第一二极管的正极端与所述直流电源的负极端电连接；第二二极管，所述第二二极管的负极端与所述第一功率开关的集电极电连接；第二功率开关，所述第二功率开关的集电极与所述第二二极管的正极端电连接，所述第二功率开关的发射极与所述第一二极管的正极端电连接。本实用新型所提供的模块化双Buck逆变器，降低了开关损耗，提高了工作效率和可靠性，节省了电感铁心，电感利用率得到大幅提升，减小了系统的体积，节省了系统成本。

Description

模块化双Buck逆变器

技术领域

本实用新型涉及双Buck逆变器技术领域，特别涉及一种模块化双Buck逆变器。

背景技术

光伏发电技术的迅速发展，要求逆变器的性能不断提高，如何提高逆变器的可靠性、功率密度和效率是当前需要解决的关键技术难点。直通问题是影响逆变电路可靠性的主要威胁，增加死区能够解决电路直通危险，但该方法会造成输出电流波形的畸变，而且在死区时间内，电流可能会流过功率开关的体二极管，从而导致反向恢复失败。

传统双Buck逆变器可以改善电路运行的可靠性，从而能够解决上述问题。其结构特点是并联两组单相Buck电路，因此可以避免电路直通的危险，而且其续流电流从独立的二极管流过，功率开关的体二极管反向恢复失败的问题也能一并解决。但电感利用率较低是传统模块化双Buck逆变器的主要缺点，在任何一种工作模式下其电感利用率都只有50％，这样系统的体积和成本势必增加，一种基于单电感的双Buck逆变器可以提高电感利用率，该电路能够对电感进行充分利用。但相比于传统双Buck逆变器增加了2个功率开关，在续流状态下电流流过4个功率开关，导通损耗会有所增加，不利于系统整体效率的提升。

实用新型内容

本实用新型提供了一种模块化双Buck逆变器，其目的是为了解决传统逆变器的可靠性、功率密度和效率不高的问题。

为了达到上述目的，本实用新型的实施例提供了一种模块化双Buck逆变器，包括：

直流电源；

第一功率开关，所述第一功率开关的集电极与所述直流电源的正极端电连接；

第一二极管，所述第一二极管的负极端与所述第一功率开关的发射极电连接，所述第一二极管的正极端与所述直流电源的负极端电连接；

第二二极管，所述第二二极管的负极端与所述第一功率开关的集电极电连接；

第二功率开关，所述第二功率开关的集电极与所述第二二极管的正极端电连接，所述第二功率开关的发射极与所述第一二极管的正极端电连接；

第三二极管，所述第三二极管的正极端与所述第一功率开关的发射极电连接；

第四二极管，所述第四二极管的负极端与所述第二二极管的正极端电连接，所述第四二极管的正极端与所述第三二极管的负极端电连接；

滤波电感，所述滤波电感的第一端与所述第四二极管的正极端电连接；

负载电阻，所述负载电阻的第一端与所述滤波电感的第二端电连接；

滤波电容，所述滤波电容的第一端与所述负载电阻的第一端电连接，所述滤波电容的第二端与所述负载电阻的第二端电连接；

第三功率开关，所述第三功率开关的集电极与所述第二二极管的负极端电连接；

第四功率开关，所述第四功率开关的集电极与所述第三功率开关的发射极电连接，所述第四功率开关的发射极与所述第二功率开关的发射极电连接。

其中，还包括：

电压采样，所述电压采样的第一端与所述负载电阻的第一端电连接，所述电压采样的第二端与所述负载电阻的第二端电连接；

减法运算器，所述减法运算器的第一端与所述电压采样的第三端电连接；

交流电源，所述交流电源的第一端与所述减法运算器的第二端电连接；

PI调节器，所述PI调节器的第一端与所述减法运算器的第三端电连接；

非线性调制函数，所述非线性调制函数的第一端与所述PI调节器的第二端电连接；

脉冲宽度调制，所述脉冲宽度调制的第一端与所述非线性调制函数的第二端电连接，所述脉冲宽度调制的第二端与所述第一功率开关的驱动端电连接；所述脉冲宽度调制的第三端与所述第二功率开关的驱动端电连接；所述脉冲宽度调制的第四端与所述第三功率开关的驱动端电连接；所述脉冲宽度调制的第五端与所述第四功率开关的驱动端电连接。

本实用新型的上述方案有如下的有益效果：

本实用新型的上述实施例所述的模块化双Buck逆变器，功率开关管处于半周期工作模式，降低了开关损耗，提高了工作效率和可靠性，只需一个滤波电感，节省了电感铁心，电感利用率得到大幅提升，减小了系统的体积，节省了系统成本。

附图说明

图1是本实用新型的结构示意图；

图2是本实用新型的功率开关的驱动波形；

图3是本实用新型的四个工作阶段图；

图4是本实用新型的半周控制下非线性脉冲宽度调制调制方式原理图；

图5是本实用新型的第一功率开关和第二功率开关的驱动信号波形图；

图6是本实用新型的输出电压和输出电流的波形图。

【附图标记说明】

1-直流电源；2-第一功率开关；3-第一二极管；4-第二二极管；5-第二功率开关；6-第三二极管；7-第四二极管；8-滤波电感；9-负载电阻；10-滤波电容；11-第三功率开关；12-第四功率开关；13-电压采样；14-减法运算器；15-交流电源；16-PI调节器；17-非线性调制函数；18-脉冲宽度调制。

具体实施方式

为使本实用新型要解决的技术问题、技术方案和优点更加清楚，下面将结合附图及具体实施例进行详细描述。

本实用新型针对现有逆变器的可靠性、功率密度和效率不高的问题，提供了一种模块化双Buck逆变器。

如图1至图4所示，本实用新型的实施例提供了一种模块化双Buck逆变器，包括：直流电源1；第一功率开关2，所述第一功率开关2的集电极与所述直流电源1的正极端电连接；第一二极管3，所述第一二极管3的负极端与所述第一功率开关2的发射极电连接，所述第一二极管3的正极端与所述直流电源1的负极端电连接；第二二极管4，所述第二二极管4的负极端与所述第一功率开关2的集电极电连接；第二功率开关5，所述第二功率开关5的集电极与所述第二二极管4的正极端电连接，所述第二功率开关5的发射极与所述第一二极管3的正极端电连接；第三二极管6，所述第三二极管6的正极端与所述第一功率开关2的发射极电连接；第四二极管7，所述第四二极管7的负极端与所述第二二极管4的正极端电连接，所述第四二极管7的正极端与所述第三二极管6的负极端电连接；滤波电感8，所述滤波电感8的第一端与所述第四二极管7的正极端电连接；负载电阻9，所述负载电阻9的第一端与所述滤波电感8的第二端电连接；滤波电容10，所述滤波电容10的第一端与所述负载电阻9的第一端电连接，所述滤波电容10的第二端与所述负载电阻9的第二端电连接；第三功率开关11，所述第三功率开关11的集电极与所述第二二极管4的负极端电连接；第四功率开关12，所述第四功率开关12的集电极与所述第三功率开关11的发射极电连接，所述第四功率开关12的发射极与所述第二功率开关5的发射极电连接。

本实用新型的上述实施例所述的模块化双Buck逆变器，每个Buck变换器半个周期输出正弦波，采用半周非线性所述脉冲宽度调制18电压闭环控制方式，电路中所述第一功率开关2和所述第二功率开关5采用单极性控制方式，所述第三功率开关11和所述第四功率开关12工作于工频状态，并且互补工作，所述模块化双Buck逆变器的功率开关动作由单极性所述脉冲宽度调制18调制策略得到，此时电路包括四个工作阶段：

工作阶段I，在正弦载波的正半周，所述第一功率开关2高频开关，所述第四功率开关12一直导通，在所述第一功率开关2和所述第四功率开关12都导通的时候，电流在所述第一功率开关2，负载和所述第四功率开关12之间流通。

工作阶段II，在续流过程中，所述第四二极管7阻止了电流流过所述第二功率开关5的体二极管，因此避免了由于MOSFET反向恢复失败导致的电路直通问题，当所述第一功率开关2关断时，电流在所述第一二极管3、负载和所述第四功率开关12之间流通。

工作阶段III，在正弦载波的负半周，所述第二功率开关5高频开关，所述第三功率开关11一直导通，当所述第二功率开关5和所述第三功率开关11都导通的时候，电流在所述第三功率开关11，负载和所述第二功率开关5之间流通。

工作阶段IV，在续流过程中，所述第三二极管6阻止了电流流过所述第一功率开关2的体二极管，同样避免了由于MOSFET反向恢复失败导致的电路直通问题。当所述第二功率开关5关断时，电流在所述第三功率开关11、负载和所述第二二极管4之间流通。

为实现上述工作原理，本实用新型提供的一种模块化双Buck逆变器采用半周非线性所述脉冲宽度调制18调制方式，Buck变换器在传统的单极性所述脉冲宽度调制18调制方式下，当0≤ωt≤π时有：d(t)＝msinωt，得到：

对上式进行幂级数分解得：

U_o＝U_i[msinωt+(msinωt)²+…+(msinωt)ⁿ]

从上可以看出由于Buck变换器输入输出的非线性关系使得输出电压中存在各次谐波，基于以上分析本实用新型采用一种所述非线性调制函数17：

d(t)＝m₁sinωt+m₂β(t)

这里的m1sinωt是传统的单极性所述脉冲宽度调制18调制函数，m2β(t)是加入的调制函数，得到：

对上式进行幂级数分解：

U_o＝U_i[m₁ sinωt+m₂β(t)+(m₁ sinωt+m₂β(t))²+…+(m₁ sinωt+m₂β(t))ⁿ]

上式除第1项外，其余各项视作谐波项，除第一项以外的其余各项之和等于零，即谐波被消除，假设β(t)＝sinωt，得到：

化简得到：

最终得到：

U_o＝U_i·m₁sinωt

这里值得注意的是0≤d(t)＜1，则m1的取值范围是m1≥0。

如图5至图6所示，还包括：电压采样13，所述电压采样13的第一端与所述负载电阻9的第一端电连接，所述电压采样13的第二端与所述负载电阻9的第二端电连接；减法运算器14，所述减法运算器14的第一端与所述电压采样13的第三端电连接；交流电源15，所述交流电源15的第一端与所述减法运算器14的第二端电连接；PI调节器16，所述PI调节器16的第一端与所述减法运算器14的第三端电连接；非线性调制函数17，所述非线性调制函数17的第一端与所述PI调节器16的第二端电连接；脉冲宽度调制18，所述脉冲宽度调制18的第一端与所述非线性调制函数17的第二端电连接，所述脉冲宽度调制18的第二端与所述第一功率开关2的驱动端电连接；所述脉冲宽度调制18的第三端与所述第二功率开关5的驱动端电连接；所述脉冲宽度调制18的第四端与所述第三功率开关11的驱动端电连接；所述脉冲宽度调制18的第五端与所述第四功率开关12的驱动端电连接。

本实用新型的上述实施例所述的模块化双Buck逆变器，当逆变器带无源负载工作时，本实用新型采用电压单闭环控制，输出电压的采样信号与给定的正弦波信号作比较产生的误差信号经过所述PI调节器16生成原始正弦调制波，此正弦调制波经过所述非线性函数变化后生成实际调制波，实际调制波再与三角载波比较生成所述脉冲宽度调制18驱动信号，对于半周控制方式，输出电压的正负半周期分别按照上述控制原理工作即可输出稳定的正弦电压，因此该直流偏置量的取值要保证在一个合理范围，既要保证实际调制信号为正值，又不能超出电路的电压或电流限制。为验证本实用新型提供的一种模块化双Buck逆变器拓扑结构的正确性，以TI公司的TMS320F2812为控制核心、MOSFET为功率开关器件制作了一台1kW的试验装置，原理样机参数为：所用续流二极管为DSEP29-06A；直流输入电压为400V；输出滤波电感2mH，滤波电容2μF，负载电阻50Ω；开关频率为10kHz，从试验结果可以看出，输出电压和输出电流波形为正弦波且质量较好，从而验证了本实用新型提供的模块化双Buck逆变器拓扑结构的正确性。

以上所述是本实用新型的优选实施方式，应当指出，对于本技术领域的普通技术人员来说，在不脱离本实用新型所述原理的前提下，还可以作出若干改进和润饰，这些改进和润饰也应视为本实用新型的保护范围。

Claims (2)

1.一种模块化双Buck逆变器，其特征在于，包括：

直流电源；

第一功率开关，所述第一功率开关的集电极与所述直流电源的正极端电连接；

第一二极管，所述第一二极管的负极端与所述第一功率开关的发射极电连接，所述第一二极管的正极端与所述直流电源的负极端电连接；

第二二极管，所述第二二极管的负极端与所述第一功率开关的集电极电连接；

第二功率开关，所述第二功率开关的集电极与所述第二二极管的正极端电连接，所述第二功率开关的发射极与所述第一二极管的正极端电连接；

第三二极管，所述第三二极管的正极端与所述第一功率开关的发射极电连接；

第四二极管，所述第四二极管的负极端与所述第二二极管的正极端电连接，所述第四二极管的正极端与所述第三二极管的负极端电连接；

滤波电感，所述滤波电感的第一端与所述第四二极管的正极端电连接；

负载电阻，所述负载电阻的第一端与所述滤波电感的第二端电连接；

滤波电容，所述滤波电容的第一端与所述负载电阻的第一端电连接，所述滤波电容的第二端与所述负载电阻的第二端电连接；

第三功率开关，所述第三功率开关的集电极与所述第二二极管的负极端电连接；

第四功率开关，所述第四功率开关的集电极与所述第三功率开关的发射极电连接，所述第四功率开关的发射极与所述第二功率开关的发射极电连接。

2.根据权利要求1所述的模块化双Buck逆变器，其特征在于，还包括：

电压采样，所述电压采样的第一端与所述负载电阻的第一端电连接，所述电压采样的第二端与所述负载电阻的第二端电连接；

减法运算器，所述减法运算器的第一端与所述电压采样的第三端电连接；

交流电源，所述交流电源的第一端与所述减法运算器的第二端电连接；

PI调节器，所述PI调节器的第一端与所述减法运算器的第三端电连接；

非线性调制函数，所述非线性调制函数的第一端与所述PI调节器的第二端电连接；

脉冲宽度调制，所述脉冲宽度调制的第一端与所述非线性调制函数的第二端电连接，所述脉冲宽度调制的第二端与所述第一功率开关的驱动端电连接；所述脉冲宽度调制的第三端与所述第二功率开关的驱动端电连接；所述脉冲宽度调制的第四端与所述第三功率开关的驱动端电连接；所述脉冲宽度调制的第五端与所述第四功率开关的驱动端电连接。

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