CN110535364A - 一种基于辅助电源的双Buck逆变器改进调制方法 - Google Patents

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Abstract

本发明公开了一种基于辅助电源的双Buck逆变器改进调制方法，S1、设计方案，采用两组Buck电路采用分时控制的方式；S2、添加辅助电源及其辅助开关，S5、S6为正负半周期交替导通的辅助开关，Ub为辅助电源；S3、正弦输出计算，S4、工作模态分析；分为工频正半周期内和工频负半周期内；本发明提出的改进调制方法可有效降低开关管导通损耗，及开关管的电压应力、电流应力均明显降低；电感电流基波、纹波和电感电压均有改善，并且降低了磁性元件的铜耗和铁耗；电解电容采用成本更低的电解电容，可有效降低电路成本与体积；调制方式通过一组Buck变换器与辅助电源进行差动输出，提高精准度和降低误差。

Description

一种基于辅助电源的双Buck逆变器改进调制方法
技术领域
本发明属于光伏逆变器技术领域，更具体地说，尤其涉及一种基于辅助电源的双Buck逆变器改进调制方法。
背景技术
随着化石能源的枯竭和环境污染的加重，分布式发电作为未来能源的重要形式，越发受到国内外学者的重视。体积小、成本低的非隔离型光伏逆变器成为研究热点。H桥逆变器因其结构简单、控制灵活、电压利用率高等特点，得到广泛应用。但其存在桥臂功率管直通问题，需要设置死区时间，影响输出的电压波形质量，且增加后期滤波器设计难度。自从SlobodanCuk和 R.W.Erickson提出新型Cuk组合式逆变器。近年来DC/DC组合式逆变器因其高精度和优良的瞬态响应受到了研究人员的热捧。R.D.Middlebrook总结该逆变器由双向流动的DC/DC变换器组成，负载跨接在两组直流变换器的输出端，且具有直流变换器较高稳态精度、动态响应迅速、纹波电流低等优点。吴婷，肖岚，姚志垒等在《双降压式全桥逆变器》一文中提出了无桥臂直通、输入直流电压利用率高的双降压式逆变器，但存在四个滤波电感，且器件利用率较低，磁件体积偏大，功率密度低等缺陷。朱成花和严仰光等在《一种新颖的串/并联输出双BUCK逆变器》一文中提出了串/并联输出的双降压逆变器，可提供多种规格的输出电压，但需要四只MOS管、四只续流二极管和四只滤波电感，器件利用率和功率密度低等问题依然存在。韩思亮等在《基于直流变换器的逆变器拓扑和滑模控制技术研究》一文中研究了基于直流变换的逆变器拓扑，由两组对称的Buck变换器组成，相比于文献《双降压式全桥逆变器》和《一种新颖的串/并联输出双BUCK逆变器》，具有器件少、体积小等特点，但并未对系统损耗及效率进行分析。徐飞，汤雨，何耀华等在《双Boost 逆变器半周期调制策略研究》一文中研究了双Boost逆变器在全周期和半周期运行状态，发现半周期运行时系统损耗更低、效率更高。
文献《基于直流变换器的逆变器拓扑和滑模控制技术研究》提出的基于双Buck变换器的逆变器。采用了两组对称的Buck电路，负载跨接在两组双向Buck变换器的输出端，分别跟踪和放大两个具有相同直流偏置，相位互差 180°的正弦参考电压，差动输出得到交流波形。采用该调制方式，两个Buck 电路的功率开关在整个周期内始终处于高频状态，且器件损耗和电压、电流应力较大，效率难以提升。
针对现有的Buck电路逆变器技术中存在整个周期内始终处于高频状态，且器件损耗和电压、电流应力较大，效率难以提升的缺陷，我们提出一种基于辅助电源的双Buck逆变器改进调制方法及装置。
发明内容
本发明的目的是为了解决现有技术中存在的缺点，而提出的一种基于辅助电源的双Buck逆变器改进调制方法及装置。
为实现上述目的，本发明提供如下技术方案：一种基于辅助电源的双Buck 逆变器改进调制方法，包括如下步骤：
S1、设计方案，采用两组Buck电路采用分时控制的方式，使得在任意半个周期内只有一组Buck处于高频工作状态，另一组Buck不工作。处于高频工作的Buck变换器输出带有直流偏置的半波，与直流辅助电源提供直流电压差动输出得到正弦半波，即直流偏置电压应等于辅助电源电压；
S2、添加辅助电源及其辅助开关，S5、S6为正负半周期交替导通的辅助开关，Ub为辅助电源，S5、S6分别连接在滤波器C1、C2的两端；
S3、正弦输出计算，两组Buck变换器输出电压表达式：
其中U'01(t)和U'02(t)分别表示两组Buck变换器的输出，其占空比表达式：
通过调制使两组Buck变换器跟随D'1(t)和D'2(t)变化，通过辅助电源差动输出，得到正弦输出：
U′o1(t)-U′o2(t)＝Umsin(ωt) (3)；
S4、工作模态分析；
当工频正半周期内，S1、S2高频率通断，且其工作状态相反，S5处于保持导通，S2、S3、S6均处于关断状态；
当工频负半周期内，S3、S4高频率通断，且其工作状态相反，S6处于保持导通，S1、S2、S5均处于关断状态，且具有四种模态。
优选的，所述步骤S1中双Buck逆变器选择电解电容，两组Buck变换器在工频正负半周交替工作，产生互差180°的带直流偏置的交流半波，与辅助电源差动输出正弦交流电压。
优选的，所述步骤S2中其中S1、S2、C1、L1组成Buck1，S3、S4、C2、L2组成Buck2。该拓扑通过采用两组相同的双向Buck电路差动输出，实现直交变换的同时，能量也可双向流动。
优选的，所述步骤S3中两组Buck电路采用分时控制的方式，使得在任意半个周期内只有一组Buck处于高频工作状态，另一组Buck不工作。处于高频工作的Buck变换器输出带有直流偏置的半波，与直流辅助电源提供直流电压差动输出得到正弦半波。
优选的，所述步骤S4中的四种模态包括有模态I、模态II、模态III和模态IV四种情况。
优选的，所述模态I工频正半周时，开关S1、S6导通，Uin经过S1、L1给C1充电，L1电流线性上升，Buck1处于充电状态Buck2处于静止状态，Ub 经过S6给C2充电。
优选的，所述模态II工频正半周时，开关S6导通，电流经过S2反并联二极管与L1、C1形成续流回路，L1电流线性下降，Buck1处于续流状态，Buck2 仍处于静止状态、Ub经过S6给C2充电，所述续流阶段是电流经S4和S2的反并联二极管形成续流回路，整个工频器件S4和S2并未导通，故不存在直通风险，可不必设置死区。
优选的，所述模态III工频负半周时，开关S3、S5导通，Uin经过S3、L2给C2充电，L2电流线性上升，Buck2处于充电状态，Buck1处于静止状态，Ub 经过S5给C1充电。
优选的，所述模态IV工频正半周时，开关S5导通，电流经过S4反并联二极管与L2、C2形成续流回路，L2电流线性下降，Buck2处于续流状态，Buck1 仍处于静止状态、Ub经过S5给C1充电。
优选的，所述步骤S2内的电源采用带寄生电阻的差动输出电路。
本发明的技术效果和优点：
1、本发明提出的改进调制策略可有效降低开关管导通损耗，开关管的电压应力、电流应力较传统方法均有明显降低；
2、本发明改进调制策略后，电感电流基波、纹波和电感电压均有改善，相比于传统方式降低了磁性元件的铜耗和铁耗；
3、本发明基于电路特点，电容采用成本更低的电解电容，可有效降低电路成本与体积；
4、本发明有效提高了电路的整体效率、减小电路体积；对提高逆变器功率密度、逆变器性能优化、微型化有一定的参考价值；
5、本发明的调制方式，只需要控制一组Buck变换器与辅助电源进行差动输出，保证可靠性和误差。
附图说明
图1为本发明的辅助电路的双Buck拓扑结构；
图2为本发明的调试前后对比示意图；
图3为本发明的调试策略示意图；
图4为本发明的逆变器工作模态示意图；
图5为本发明的带寄生电阻的差动输出电路；
图6为本发明的开关管电压应力示意图；
图7为本发明的开关管电流输入电压变化趋势图；
图8为本发明的电感电流基波示意图；
图9为本发明的电感电流纹波示意图；
图10为本发明的电感电压示意图；
图11为本发明的改进后仿真波形示意图；
图12为本发明的改进前仿真波形示意图。
具体实施方式
为了使本发明的目的、技术方案及优点更加清楚明白，以下结合具体实施例，对本发明进行进一步详细说明。应当理解，此处所描述的具体实施例仅仅用以解释本发明，并不用于限定本发明。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。
一种基于辅助电源的双Buck逆变器改进调制方法，包括如下步骤：
S1、设计方案，采用两组Buck电路采用分时控制的方式，使得在任意半个周期内只有一组Buck处于高频工作状态，另一组Buck不工作。处于高频工作的Buck变换器输出带有直流偏置的半波，与直流辅助电源提供直流电压差动输出得到正弦半波，即直流偏置电压应等于辅助电源电压；
S2、添加辅助电源及其辅助开关，S5、S6为正负半周期交替导通的辅助开关，Ub为辅助电源，S5、S6分别连接在滤波器C1、C2的两端；
S3、正弦输出计算，两组Buck变换器输出电压表达式：
其中U'01(t)和U'02(t)分别表示两组Buck变换器的输出，其占空比表达式：
通过调制使两组Buck变换器跟随D'1(t)和D'2(t)变化，通过辅助电源差动输出，得到正弦输出：
U′o1(t)-U′o2(t)=Umsin(ωt) (3)；
S4、工作模态分析；
当工频正半周期内，S1、S2高频率通断，且其工作状态相反，S5处于保持导通，S2、S3、S6均处于关断状态；
当工频负半周期内，S3、S4高频率通断，且其工作状态相反，S6处于保持导通，S1、S2、S5均处于关断状态，且具有四种模态。
步骤S1中双Buck逆变器选择电解电容，通过增加辅助电源获得直流偏置，两组Buck变换器在工频正负半周交替工作，产生互差180°的带直流偏置的交流半波，与辅助电源差动输出正弦交流电压，该处的点解电容的设定使得电路的成本降低，且对于电路损耗较小，且两组Buck变换器工频正负半周交替工作的方式能有效降低功率管电压及电流应力，可有效降低系统损耗，提高能量传输效率。
根据图1和图2所示，传统调制方法是将Buck1和Buck2同时跟踪和放大两个具有相同直流偏置、相位互差180°的交流参考信号，差动输出得到交流。图2(a)所示为传统调制方式，Buck1和Buck2均处于降压状态，整个工频周期，开关管均保持高频通断，步骤S2中对两组Buck电路采用分时控制的方式，使得在任意半个周期内只有一组Buck处于高频工作状态，另一组Buck 不工作。处于高频工作的Buck变换器输出带有直流偏置的半波，与直流辅助电源提供直流电压差动输出得到正弦半波，即直流偏置电压应等于辅助电源电压，图2(b)所示为改进后的调制示意图，两组Buck变换器输出电压表达式：
其中U'01(t)和U'02(t)分别表示两组Buck变换器的输出，其占空比表达式：
通过调制使两组Buck变换器跟随D'1(t)和D'2(t)变化，通过辅助电源差动输出，得到正弦输出：
U′o1(t)-U′o2(t)＝Umsin(ωt) (3)
如表所示为改进前后的开关信号表，其中H代表高频通断，从表中可以看出改进后的两组Buck变换器在正负半周内交替工作。
根据图3和图4所示，为便于研究，假设开关管、二极管、电感电容均为理想元件。现结和图3，对电路工作模态进行分析，步骤S3中的工作模态包括有模态I、模态II、模态III和模态IV四种情况。模态I工频正半周时，开关S1、S6导通，Uin经过S1、L1给C1充电，L1电流线性上升，Buck1处于充电状态Buck2处于静止状态，Ub经过S6给C2充电。模态II工频正半周时，开关S6导通，电流经过S2反并联二极管与L1、C1形成续流回路，L1电流线性下降， Buck1处于续流状态，Buck2仍处于静止状态、Ub经过S6给C2充电，续流阶段是电流经S4和S2的反并联二极管形成续流回路，整个工频器件S4和S2并未导通，故不存在直通风险，可不必设置死区。模态III工频负半周时，开关S3、S5导通，Uin经过S3、L2给C2充电，L2电流线性上升，Buck2处于充电状态，Buck1 处于静止状态，Ub经过S5给C1充电。模态IV工频正半周时，开关S5导通，电流经过S4反并联二极管与L2、C2形成续流回路，L2电流线性下降，Buck2处于续流状态，Buck1仍处于静止状态、Ub经过S5给C1充电。
根据图5所示，当Buck1处于工作状态时，Buck2处于静止状态，此时C2， R串联与C1并联，Uo1跟踪放大的正弦半波电压会被C2、R、RESR2分压，使得 R上的电压(输出电压U0)幅值小于跟踪的正弦半波，故需要增加辅助电源以保证输出波形的稳定；
工程中由于工艺与成本的约束，在滤波器相同的截止频率下，往往电容值取小，而电感值取大，这就牺牲了电流动态响应和设备体积优势。从控制而言，传统调制需要分别跟踪放大两组信号，更易受到外界干扰，而差动输出则会将两组误差叠加，影响输出精度；改进后的调制方式，只需要控制一组Buck变换器与辅助电源进行差动输出，保证可靠性和误差。
器件应力分析
两组Buck变换器在工频正负半周交替工作，下文器件应力分析主要对开关管的S1、S2的电压电流应力，L1电感基波、电感纹波以及电感电压等在两种调制方式下的对比分析。S3、S4和L2的相应分析同理可得，文中不再赘述。电路参数为输入电压Uin＝400V，输出交流电压Uo的幅值为Um＝220V，跨接电阻 R＝10Ω。整个工频期间，两组Buck变换器均工作在连续模式下，开关管工作在理想状态下，导通压降为0V。
根据图6-10所示，步骤S5器件应力分析中需要对开关管电压应力、开关管电流应力、电感电流基波、电感电流纹波和电感电压进行分析；开关管电压应力是在其工作期间承受的电压，令传统调制策略下S1和S2的电压应力为Us1、Us2；改进后调制策略下，电压应力为Us1、Us2，由电路分析可得，在[0, π]
在[π,2π]
在两种调制方式下，S1和S2电压应力如图6所示。两种调制下，开关管在正半周均处于高频通断，承受电压应力在Uin和0之间变化。负半周时，Buck1 处于静止状态，S1承受电压应力为Uin和Ub之差，此处为390V，S2承受电压应力为辅助电源Ub，此处为10V。且在负半周S1和S2不导通。由图6可知，改进后的调制有效降低S1和S2在负半周的电压应力；
开关管电流应力是在其工作期间流经电流的有效值，令传统调制策略下 S1和S2的电流应力为IS1RMS、IS2RMS；改进后调制策略下，电压应力为I'S1RMS、 I'S2RMS，由电路分析可得，整个工频周期内,
图7所示为开关管电流随输入电压变化趋势。由图可知，IS1RMS和I'S1RMS， IS2RMS和I'S2RMS趋近平行，变化趋势相同。随着Uin增大，通过S2的电流有效值会逐渐增大，而通过S1的电流有效值会逐渐减小。结合式(1,2)，随着Uin 增大，占空比DS1会逐渐减小，使得S1上的电流应力减小，由于DS2＝1-DS1，S2 上的电流应力逐渐增大。如图示，I'S1RMS比IS1RMS小1.27A，I'S2RMS比IS2RMS小 1.51A，改进后的调制方式能有效降低开关管电流应力。
令传统调制策略电感电流基波电流为iL,改进后调制策略电感基波电流i'L，由电路分析可得，在[0,π]，
在[π,2π]：
图8所示为两种调制方式下电感L1电流基波的对比图。结合图6和式 (7)(8)可知，正半周时，iL和i'L电流峰值为23A，其他点时i'L均低于iL；负半周时，iL为带有12A直流偏置的幅值为11A的工频交流电流负半周，而改进调制的Buck1此时处于静止状态，故i'L＝0。综合比较，改进后的调制方式可有效降低电感基波电流。
电流纹波作为电流中的高次谐波成分，对电流幅值会有较大的影响；令传统调制策略电感电流纹波为ΔiL，改进后调制策略电感电流纹波Δi'L；由电路分析可得，在[0,π]：
在[π,2π]：
图9所示为两种调制方式下电感L1电流纹波的对比图。结合图9和 (9)(10)，正半周时，ΔiL和Δi'L在π/2前后有一部分重叠，π/2为该区间内的极小值点，其他点时ΔiL幅值均大于Δi'L；负半周时，ΔiL最小值为1A，而改进调制的Buck1变换器此时处于静止状态，Δi'L＝0。波形对比和公式推导可以得出，改进的调制方式有效降低了电感电流纹波。
电感上承受的电压会直接影响磁性元件的损耗的性能。令传统调制策略电感电压为UL，改进后调制策略电感电压U'L，改进后的调制在负半周时Buck1 处于静止状态，故U'L＝0，图10为改进前后电感电压对比图，由图可知改进后的调制方式能有效降低电感损耗。
根据图11和图12所示，为验证本文提出调制方式的正确性，在 MATLAB/Simulink环境下分别搭建了两种调制方式下的双Buck逆变器，仿真参数如表所示；
参数 数值 参数 数值
Uin/V 400 Udc/V 120
f/HZ 50 Um/V 220
f<sub>s</sub>/KHZ 20 L<sub>1</sub>/mH 2
Ub/V 10 C/uF 15
为改进调制后和前的开关驱动、单个变换器输出电压、差动输出低压、电感电流的仿真波形。对比图11和图12可得，传统调制下S1-S4在工频周期内始终处于高频通断，而改进后的S1-S4交替以工频处于高频通断，有效减少了开关动作，降低开关损耗。
操作步骤：第一步、选取逆变器电路，采用了两组对称的Buck电路，负载跨接在两组双向Buck变换器的输出端；
第二步、添加辅助电源及其辅助开关，其中S1、S2、S3、S4、S5、S6为绝缘栅双极型晶体管，D1、D2、D3、D4为反并联二极管，Uin逆变器光伏直流输入电压；L1、L2为滤波电感，C1、C2为滤波电容；
第三步、正弦输出计算，两组Buck变换器输出电压表达式：
其中U'01(t)和U'02(t)分别表示两组Buck变换器的输出，其占空比表达式：
通过调制使两组Buck变换器跟随D'1(t)和D'2(t)变化，通过辅助电源差动输出，得到正弦输出：
U′o1(t)-U′o2(t)＝Umsin(ωt) (3)
第四步、工作模态分析，工频正半周期内，S1、S2高频率通断，且其工作状态相反，S5处于保持导通，S2、S3、S6均处于关断状态；工频负半周期内， S3、S4高频率通断，且其工作状态相反，S6处于保持导通，S1、S2、S5均处于关断状态；
第五步、仿真与实验，在MATLAB/Simulink环境下分别搭建了两种调制方式下的双Buck逆变器；对比改进前后的的开关驱动、单个变换器输出电压、差动输出低压、电感电流的仿真波形可得，传统调制下S1-S4在工频周期内始终处于高频通断，而改进后的S1-S4交替以工频处于高频通断，有效减少了开关动作，降低开关损耗。
最后应说明的是：以上所述仅为本发明的优选实施例而已，并不用于限制本发明，尽管参照前述实施例对本发明进行了详细的说明，对于本领域的技术人员来说，其依然可以对前述各实施例所记载的技术方案进行修改，或者对其中部分技术特征进行等同替换,凡在本发明的精神和原则之内，所作的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。

Claims (10)

1.一种基于辅助电源的双Buck逆变器改进调制方法，其特征在于：包括如下步骤：
S1、设计方案，采用两组Buck电路采用分时控制的方式，使得在任意半个周期内只有一组Buck处于高频工作状态，另一组Buck不工作；处于高频工作的Buck变换器输出带有直流偏置的半波，与直流辅助电源提供直流电压差动输出得到正弦半波，即直流偏置电压应等于辅助电源电压；
S2、添加辅助电源及其辅助开关，S5、S6为正负半周期交替导通的辅助开关，Ub为辅助电源，S5、S6分别连接在滤波器C1、C2的两端；
S3、正弦输出计算，两组Buck变换器输出电压表达式：
其中U'01(t)和U'02(t)分别表示两组Buck变换器的输出，其占空比表达式：
通过调制使两组Buck变换器跟随D'1(t)和D'2(t)变化，通过辅助电源差动输出，得到正弦输出：
U′o1(t)-U′o2(t)＝Umsin(ωt) (3)；
S4、工作模态分析；
当工频正半周期内，S1、S2高频率通断，且其工作状态相反，S5处于保持导通，S2、S3、S6均处于关断状态；
当工频负半周期内，S3、S4高频率通断，且其工作状态相反，S6处于保持导通，S1、S2、S5均处于关断状态，且具有四种模态。
2.根据权利要求1所述的一种基于辅助电源的双Buck逆变器改进调制方法，其特征在于：所述步骤S1中双Buck逆变器选择电解电容，两组Buck变换器在工频正负半周交替工作，产生互差180°的带直流偏置的交流半波，与辅助电源差动输出正弦交流电压。
3.根据权利要求1所述的一种基于辅助电源的双Buck逆变器改进调制方法，其特征在于：所述步骤S2中其中S1、S2、C1、L1组成Buck1，S3、S4、C2、L2组成Buck2；该拓扑通过采用两组相同的双向Buck电路差动输出，实现直交变换的同时，能量也可双向流动。
4.根据权利要求1所述的一种基于辅助电源的双Buck逆变器改进调制方法，其特征在于：所述步骤S3中两组Buck电路采用分时控制的方式，使得在任意半个周期内只有一组Buck处于高频工作状态，另一组Buck不工作；处于高频工作的Buck变换器输出带有直流偏置的半波，与直流辅助电源提供直流电压差动输出得到正弦半波。
5.根据权利要求1所述的一种基于辅助电源的双Buck逆变器改进调制方法，其特征在于：所述步骤S4中的四种模态包括有模态I、模态II、模态III和模态IV四种情况。
6.根据权利要求5所述的一种基于辅助电源的双Buck逆变器改进调制方法，其特征在于：所述模态I工频正半周时，开关S1、S6导通，Uin经过S1、L1给C1充电，L1电流线性上升，Buck1处于充电状态Buck2处于静止状态，Ub经过S6给C2充电。
7.根据权利要求5所述的一种基于辅助电源的双Buck逆变器改进调制方法，其特征在于：所述模态II工频正半周时，开关S6导通，电流经过S2反并联二极管与L1、C1形成续流回路，L1电流线性下降，Buck1处于续流状态，Buck2仍处于静止状态、Ub经过S6给C2充电，所述续流阶段是电流经S4和S2的反并联二极管形成续流回路，整个工频器件S4和S2并未导通，故不存在直通风险，可不必设置死区。
8.根据权利要求5所述的一种基于辅助电源的双Buck逆变器改进调制方法，其特征在于：所述模态III工频负半周时，开关S3、S5导通，Uin经过S3、L2给C2充电，L2电流线性上升，Buck2处于充电状态，Buck1处于静止状态，Ub经过S5给C1充电。
9.根据权利要求5所述的一种基于辅助电源的双Buck逆变器改进调制方法，其特征在于：所述模态IV工频正半周时，开关S5导通，电流经过S4反并联二极管与L2、C2形成续流回路，L2电流线性下降，Buck2处于续流状态，Buck1仍处于静止状态、Ub经过S5给C1充电。
10.根据权利要求1所述的一种基于辅助电源的双Buck逆变器改进调制方法，其特征在于：所述步骤S2内的电源采用带寄生电阻的差动输出电路。
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