CN103414334B - PF为1的长寿命DCM Boost PFC变换器 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种PF为1的长寿命DCM？Boost？PFC变换器。该变换器包括主功率电路和控制电路，所述主功率电路中的储能电容为小容量长寿命电容，所述控制电路包括输入电压采样电路、储能电容电压采样电路、减法电路、乘法器、储能电容电压反馈控制电路、开方器、PWM芯片、开关管驱动电路。通过引入输入电压及储能电容电压前馈控制，可以使变换器能够用其它种类的电容如薄膜电容或瓷片电容等小容量长寿命的电容代替电解电容，并在整个85V～265V？AC输入电压范围内将PF值提高至1，克服了传统的采用电解电容作为储能电容而存在体积大和使用寿命短等明显缺陷，具有高功率因数、高功率密度和长寿命等优点。

Description

PF为1的长寿命DCM Boost PFC变换器

技术领域

本发明涉及电能变换装置的交流-直流变换器领域，特别是一种PF为1的长寿命DCMBoostPFC变换器。

背景技术

随着电力电子技术的发展，对电能变换装置的要求越来越高，特别是对输入功率因数（PF）和输入电流谐波的要求越来越高。Boost变换器是最常用的几种功率因数校正（PFC）电路之一。通常可将其分为三种：电感电流连续模式(CCM)，电感电流临界连续模式(CRM)，电感电流断续模式(DCM)。由于DCMBoostPFC变换器具有开关管零电流开通、二极管无反向恢复和开关频率恒定、控制简单、低成本等优点，在中低功率场合获得了广泛的应用。但是当在半个输入电压周期内占空比恒定时，其输入功率因数较低，尤其在高压输入时。

由于PFC变换器的输入功率是脉动的，而输出电压是直流，因此需要储能电容来平衡瞬时输入功率和输出功率。一般来说，储能电容容量较大，通常选用电解电容。但是，电解电容的寿命通常只有几千个小时，且温度每升高10℃，其寿命减小一半，因此电解电容是影响电源使使用命的重要因素。与此同时，电解电容体积较大，影响了电源功率密度的进一步提高。

若要延长电源寿命，可以采用有意减小储能电容值的方式，从而使用长寿命的薄膜电容或瓷片电容来替代电解电容。但储能电容值减小后，电容纹波电压必然增大，对于DCMBoostPFC变换器而言，与未减小储能电容值时相比，输入电流更加畸变，输入功率因数PF更低。

发明内容

本发明的目的是为了提供一种可以在整个85V～265VAC输入电压范围内将PF值提高至1的采用小容量长寿命储能电容的DCMBoostPFC变换器。

实现本发明目的的技术解决方案为：一种PF为1的长寿命DCMBoostPFC变换器，包括DCMBoostPFC变换器主功率电路、DC/DC变换器主功率电路、控制电路，所述主功率电路包括输入电压源v_in、EMI滤波器、二极管整流电路RB、Boost电感L_b、开关管Q_b、二极管D_b、储能电容C_b，其中输入电压源v_in与EMI滤波器的输入端口连接，EMI滤波器的输出端口与二极管整流电路RB的输入端口连接，二极管整流电路RB的输出负极与开关管Q_b的源极连接，二极管整流电路RB的输出正极与Boost电感L_b的一端连接，Boost电感L_b的另一端分别与开关管Q_b的漏极和二极管D_b的阳极连接，二极管D_b的阴极分别与储能电容C_b的阳极及DC/DC变换器的一个输入端口连接，储能电容C_b的阴极分别与开关管Q_b的源极和DC/DC变换器的另一个输入端口连接，其中储能电容C_b为小容量长寿命电容，DC/DC变换器的两个输出端分别与负载R_Ld的两端连接；所述控制电路包括输入电压采样电路、储能电容电压采样电路、减法电路、第一乘法器和第二乘法器、开方器、储能电容电压反馈控制电路、PWM芯片、开关管驱动电路，所述输入电压采样电路的输入端与二极管整流电路RB和Boost电感L_b的公共端连接，输入电压采样电路的输出端B与减法电路的第一输入端连接，储能电容电压采样电路的输入端与储能电容C_b的阳极连接，储能电容电压采样电路的输出端D分别接入减法电路的第二输入端和乘法器的第三输入端v_z，减法电路的输出端G与乘法器的第一输入端v_x连接，乘法器的第二输入端v_y接1V电压，乘法器的输出端K与开方器的输入端连接，开方器的输出端M与第二乘法器的第二输入端v_y连接，储能电容电压反馈控制电路的输出端J与第二乘法器的第一输入端v_x连接，第二乘法器的第三输入端v_z连接1V电压，第二乘法器的输出端P与PWM芯片的输入端连接，PWM芯片的输出端与开关管驱动电路的输入端连接，开关管驱动电路的输出端与主功率电路中开关管Q_b的门极连接。

与现有技术相比，本发明的显著优点为：（1）可以使DCMBoostPFC变换器能够用其它种类的电容如薄膜电容或瓷片电容等小容量长寿命的电容代替电解电容，电容体积小；（2）在整个85V～265VAC输入电压范围内将PF值提高至1；（3）具有高功率因数、高功率密度和长寿命等优点。

附图说明

图1是BoostPFC变换器主电路图。

图2是DCMBoostPFC变换器Boost电感在一个开关周期内的电流波形。

图3是本发明PF为1的长寿命DCMBoostPFC变换器主功率电路及控制结构图。

具体实施方式

下面结合附图及具体实施例，对本发明作进一步详细说明。

1DCMBoostPFC变换器的工作原理

图1是BoostPFC变换器主电路。为了分析方便，先作如下假设：1．所有器件均为理想元件；3．开关频率远高于输入电压频率。

图2给出了DCM时一个开关周期中的电感电流波形。当开关管Q_b导通时，二极管D_b截止，升压电感即Boost电感L_b两端为输入交流电整流后的电压v_g，其电感电流i_Lb由零开始以v_g/L_b的斜率线性上升。当开关管Q_b关断时，电感电流i_Lb通过二极管D_b续流，此时Boost电感L_b两端的电压为v_g－v_c，电感电流i_Lb以(v_c－v_g)/L_b的斜率下降。由于Boost变换器工作在DCM模式，因此在开关周期结束前，电感电流iLb下降到零。

不失一般性，令输入交流电压v_in(t)的表达式为：

v_in(t)＝V_m·sinωt(1)

其中V_m为输入交流电压的幅值，ω为输入交流电压的角频率。

那么输入电压整流后的电压v_g(t)为：

v_g(t)＝V_m·|sinωt|(2)

在一个开关周期内，电感电流峰值i_{Lb_pk}为：

$i_{\mathrm{Lb}\_\mathrm{pk}}\left(t\right)=\frac{v_g\left(t\right)}{L_b}\·D_y\·T_s=\frac{V_m\·\left|\sin \mathrm{\ωt}\right|}{L_b}\·D_y\·T_s---\left(3\right)$

其中D_y为占空比，T_s为开关周期，L_b为Boost电感的电感值。

在每个开关周期内，Boost电感L_b两端的伏秒面积平衡，即：

v_g(t)·D_y·T_s＝[v_c(t)-v_g(t)]·D_R·T_s(4)

其中v_c(t)为储能电容电压，D_R为电感电流i_Lb下降到零所对应的占空比。

由式(4)可得：

$D_R=\frac{v_g\left(t\right)}{v_c\left(t\right)-v_g\left(t\right)}\·D_y=\frac{V_m\·\left|\sin \mathrm{\ωt}\right|}{v_c\left(t\right)-V_m\·\left|\sin \mathrm{\ωt}\right|}\·D_y---\left(5\right)$

根据式(3)和式(5)，可以得到一个开关周期内电感电流i_Lb的平均值i_{Lb_av}为：

$i_{\mathrm{Lb}\_\mathrm{av}}\left(t\right)=\frac{1}{2}\·i_{\mathrm{Lb}\_\mathrm{pk}}\left(t\right)\·(D_y+D_R)=\frac{1}{2}\·\frac{V_m\·D_y^2}{L_b\·f_s}\·\frac{\left|\sin \mathrm{\ωt}\right|}{1-\frac{V_m}{v_c\left(t\right)}\·\left|\sin \mathrm{\ωt}\right|}---\left(6\right)$

其中f_s为开关频率。

那么，输入电流i_in为：

$i_{\mathrm{in}}\left(t\right)=\frac{1}{2}\·\frac{V_m\·D_y^2}{L_b\·f_s}\·\frac{\sin \mathrm{\ωt}}{1-\frac{V_m}{v_c\left(t\right)}\·\left|\sin \mathrm{\ωt}\right|}---\left(7\right)$

瞬时输入功率p_in(t)为：

$p_{\mathrm{in}}\left(t\right)=v_{\mathrm{in}}\left(t\right)\·i_{\mathrm{in}}\left(t\right)=\frac{V_m^2{D}_y^2}{2L_b{f}_s}\·\frac{{\sin }^2\mathrm{\ωt}}{1-\frac{V_m}{v_c\left(t\right)}\left|\sin \mathrm{\ωt}\right|}---\left(8\right)$

工频周期内平均输入功率P_in为：

$P_{\mathrm{in}}=\frac{1}{T_{\mathrm{line}}/2}\·{\∫}_0^{T_{\mathrm{line}/2}}{p}_{\mathrm{in}}\left(t\right)\·\mathrm{dt}=\frac{V_m^2\·D_y^2}{2\·L_b\·f_s}\·\frac{1}{\mathrm{\π}}{\∫}_0^{\mathrm{\π}}\frac{{\sin }^2\mathrm{\ωt}}{1-\frac{V_m}{v_c\left(t\right)}\·\left|\sin \mathrm{\ωt}\right|}\·d\left(\mathrm{\ωt}\right)---\left(9\right)$

其中T_line为输入交流电压周期。

假设变换器的效率为100%，那么输入功率P_in等于输出功率P_o，即P_in=P_o，那么由式(9)可得占空比D_y为：

$D_y=\frac{1}{V_m}\sqrt{\frac{2\mathrm{\π}{L}_b{f}_s{P}_o}{{\∫}_0^{\mathrm{\π}}\frac{{\sin }^2\mathrm{\ωt}}{1-\frac{V_m}{v_s\left(t\right)}\left|\sin \mathrm{\ωt}\right|}\·d\left(\mathrm{\ωt}\right)}}---\left(10\right)$

将式(10)代入式(8)可得：

$p_{\mathrm{in}}\left(t\right)=\frac{\frac{\mathrm{\π}{P}_o}{2}\frac{{\sin }^2\mathrm{\ωt}}{1-\frac{V_m}{v_c\left(t\right)}\left|\sin \mathrm{\ωt}\right|}}{{\∫}_0^{\mathrm{\π}}\frac{{\sin }^2\mathrm{\ωt}}{1-\frac{V_m}{v_c\left(t\right)}\left|\sin \mathrm{\ωt}\right|}\·d\left(\mathrm{\ωt}\right)}---\left(11\right)$

储能电容上处理的工频瞬时功率p_c(t)为：

$p_c\left(t\right)=p_{\mathrm{in}}\left(t\right)-P_o=\frac{{\mathrm{dE}}_c\left(t\right)}{\mathrm{dt}}=C\·v_c\left(t\right)\·\frac{{\mathrm{dv}}_c\left(t\right)}{\mathrm{dt}}=\frac{\frac{\mathrm{\π}{P}_o}{2}\frac{{\sin }^2\mathrm{\ωt}}{1-\frac{V_m}{v_c\left(t\right)}\left|\sin \mathrm{\ωt}\right|}}{{\∫}_0^{\mathrm{\π}}\frac{{\sin }^2\mathrm{\ωt}}{1-\frac{V_m}{v_c\left(t\right)}\left|\sin \mathrm{\ωt}\right|}\·d\left(\mathrm{\ωt}\right)}-P_o---\left(12\right)$

其中，E_c(t)为储能电容上存储的瞬时能量，C为储能电容值。

由式(7)和式(9)可得输入功率因数PF值为：

$\mathrm{PF}=\frac{P_{\mathrm{in}}}{\frac{1}{\sqrt{2}}\·V_m\·I_{\mathrm{in}\_\mathrm{rms}}}=\frac{\frac{1}{\mathrm{\π}}\·{\∫}_0^{\mathrm{\π}}{v}_{\mathrm{in}}\left(t\right)\·i_{\mathrm{in}}\left(t\right)\·d\left(\mathrm{\ωt}\right)}{\frac{1}{\sqrt{2}}\·V_m\·\sqrt{\frac{1}{\mathrm{\π}}{\∫}_0^{\mathrm{\π}}{\left(i_{\mathrm{in}}\left(t\right)\right)}^2\·d\left(\mathrm{\ωt}\right)}}=\frac{\sqrt{\frac{2}{\mathrm{\π}}}\·{\∫}_0^{\mathrm{\π}}\frac{{\sin }^2\mathrm{\ωt}}{1-\frac{V_m}{v_c\left(t\right)}\·\left|\sin \mathrm{\ωt}\right|}\·d\left(\mathrm{\ωt}\right)}{\sqrt{{\∫}_0^{\mathrm{\π}}{\left(\frac{\sin \mathrm{\ωt}}{1-\frac{V_m}{v_c\left(t\right)}\·\left|\sin \mathrm{\ωt}\right|}\right)}^2\·d\left(\mathrm{\ωt}\right)}}---\left(13\right)$

其中I_{in_rms}为输入电流有效值。

由式(13)可知，功率因数PF较低。因此，需要提出新的方法来提高PF值。

2提高PF值的变占空比控制

2.1使PF=1的占空比表达式

观察式(7)，如果取：

$D_y=D_0\·\sqrt{1-\frac{V_m\left|\sin \mathrm{\ωt}\right|}{v_c\left(t\right)}}---\left(14\right)$

其中，D₀为一个常数，其大小后面将会解释。

那么式(7)为：

$i_{\mathrm{in}}\left(t\right)=\frac{V_m\·D_0^2}{2\·L_b\·f_s}\·\sin \mathrm{\ωt}---\left(15\right)$

从式(15)可以看出，如果在一个工频周期内，使占空比按照式(14)变化，则可以使输入电流为正弦波，并与输入电压同相位，也就是可以使PF=1。

由式(1)和式(15)可推出变换器的平均输入功率P_in如下：

$P_{\mathrm{in}}=\frac{1}{2}\·V_m\·\frac{V_m\·D_0^2}{2\·L_b\·f_s}=\frac{V_m^2\·D_0^2}{4\·L_b\·f_s}=P_o---\left(16\right)$

由上式可得：

$D_0=\frac{2\·\sqrt{L_b\·f_s\·P_o}}{V_m}---\left(17\right)$

将式(17)代入式(14)中，可得：

$D_y=\frac{2\·\sqrt{L_b\·f_s\·P_o}}{V_m}\·\sqrt{1-\frac{V_m\left|\sin \mathrm{\ωt}\right|}{v_c\left(t\right)}}$

(18)

$=\frac{2\·\sqrt{L_b\·f_s\·P_o}}{V_m}\·\sqrt{1-\frac{v_g}{v_c\left(t\right)}}$

从式(18)可以看出，如果占空比D_y是关于输入电压v_g的函数，则可以使PF值达到1。2.2本发明的PF为1的长寿命DCMBoostPFC变换器

根据式(18)可以设计控制电路，如图3所示。合理设计分压电阻及运放外围电阻，经过加减法运算后，可使D点和G点电位分别为kv_c(t)和k[v_c(t)-V_m|sinωt|]，其中k为输入交流电压采样系数，那么K点和M点电位分别为和P点电位为：

$v_P=v_{\mathrm{EA}}\·\sqrt{1-\frac{V_m\left|\sin \mathrm{\ωt}\right|}{v_c\left(t\right)}}---\left(19\right)$

其中v_EA表示储能电容电压反馈控制电路的输出信号。

将P点电压与锯齿波进行交截，便可以获得式(18)所示的占空比。

结合图3，本发明PF为1的长寿命DCMBoostPFC变换器，包括DCMBoostPFC变换器主功率电路1、DC/DC变换器主功率电路2、控制电路，所述主功率电路1包括输入电压源v_in、EMI滤波器、二极管整流电路RB、Boost电感L_b、开关管Q_b、二极管D_b、储能电容C_b，其中输入电压源v_in与EMI滤波器的输入端口连接，EMI滤波器的输出端口与二极管整流电路RB的输入端口连接，二极管整流电路RB的输出负极与开关管Q_b的源极连接，二极管整流电路RB的输出正极与Boost电感L_b的一端连接，Boost电感L_b的另一端分别与开关管Q_b的漏极和二极管D_b的阳极连接，二极管D_b的阴极分别与储能电容C_b的阳极及DC/DC变换器的一个输入端口连接，储能电容C_b的阴极分别与开关管Q_b的源极和DC/DC变换器的另一个输入端口连接，其中储能电容C_b为小容量长寿命电容，DC/DC变换器的两个输出端分别与负载R_Ld的两端连接；所述控制电路包括输入电压采样电路3、储能电容电压采样电路4、减法电路5、第一乘法器6和第二乘法器9、开方器7、储能电容电压反馈控制电路8、PWM芯片10、开关管驱动电路11，所述输入电压采样电路3的输入端与二极管整流电路RB和Boost电感L_b的公共端连接，输入电压采样电路3的输出端B与减法电路5的第一输入端连接，储能电容电压采样电路4的输入端与储能电容C_b的阳极连接，储能电容电压采样电路4的输出端D分别接入减法电路5的第二输入端和乘法器6的第三输入端v_z，减法电路5的输出端G与乘法器6的第一输入端v_x连接，乘法器6的第二输入端v_y接1V电压，乘法器6的输出端K与开方器7的输入端连接，开方器7的输出端M与第二乘法器9的第二输入端v_y连接，储能电容电压反馈控制电路8的输出端J与第二乘法器9的第一输入端v_x连接，第二乘法器9的第三输入端v_z连接1V电压，第二乘法器9的输出端P与PWM芯片10的输入端连接，PWM芯片10的输出端与开关管驱动电路11的输入端连接，开关管驱动电路11的输出端与主功率电路1中开关管Q_b的门极连接。

所述输入电压采样电路3包括第一运算放大器IC₁、第一电阻R₁、第二电阻R₂；其中第一电阻R₁的一端即为输入电压采样电路3的输入端，该输入端与主功率电路1中二极管整流电路RB的正极输出端连接，第一电阻R₁、第二电阻R₂的公共端连接到第一运算放大器IC₁的同相输入端，第二电阻R₂的另一端连接到参考点位零点，第一运算放大器IC₁的反向输入端连接到第一运算放大器IC₁的输出端B。

所述储能电容电压采样电路4包括第二运算放大器IC₂、第三电阻R₃、第四电阻R₄；第三电阻R₃的一端即为储能电容电压采样电路4的输入端，该输入端连接到主功率电路1中储能电容C_b的阳极，第三电阻R₃、第四电阻R₄的公共端连接到第二运算放大器IC₂的同相输入端，第四电阻R₄的另一端连接到参考点位零点，第二运算放大器IC₂的反向输入端连接到第二运算放大器IC₂的输出端D。

所述减法电路5包括第三运算放大器IC₃、第五电阻R₅、第六电阻R₆、第七电阻R₇、第八电阻R₈；其中第五电阻R₅的一端连接到输入电压采样电路3的输出端B，第五电阻R₅的另一端连接到第三运算放大器IC₃的反相输入端，第七电阻R₇的一端与储能电容电压采样电路4的输出端连接，第七电阻R₇、第八电阻R₈的公共端与第三运算放大器IC₃的同相输入端连接，第八电阻R₈的另一端连接到参考点位零点，第三运算放大器IC₃的反相输入端通过第六电阻R₆与第三运算放大器IC₃的输出端G连接。

所述储能电容电压反馈控制电路8包括第四运算放大器IC₄、第九电阻R₉、第十电阻R₁₀、第十一电阻R₁₁、第一电容C₁；其中第四运算放大器IC₄的同相输入端连接参考电位V_ref，第九电阻R₉、第十电阻R₁₀的公共端与第四运算放大器IC₄的反相输入端连接，第九电阻R₉的另一端与主功率电路1中储能电容C_b的阳极连接，第十一电阻R₁₁的另一端连接到参考点位零点，第四运算放大器IC₄的负相输入端通过第十电阻R₁₀、第一电容C₁与第四运算放大器IC₄的输出端J连接。

综上所述，本发明PF为1的长寿命DCMBoostPFC变换器，可以在整个85V～265VAC输入电压范围内将PF值提高至1，可以使DCMBoostPFC变换器能够用其它种类的电容如薄膜电容或瓷片电容等小容量长寿命的电容代替电解电容，克服了传统的采用电解电容作为储能电容而存在体积大和使用寿命短等明显缺陷，具有高功率因数、高功率密度和长寿命等优点。

Claims (4)

1.一种PF为1的长寿命DCMBoostPFC变换器，其特征在于，包括DCMBoostPFC变换器主功率电路(1)、DC/DC变换器主功率电路(2)、控制电路，所述主功率电路(1)包括输入电压源v_in、EMI滤波器、二极管整流电路RB、Boost电感L_b、开关管Q_b、二极管D_b、储能电容C_b，其中输入电压源v_in与EMI滤波器的输入端口连接，EMI滤波器的输出端口与二极管整流电路RB的输入端口连接，二极管整流电路RB的输出负极与开关管Q_b的源极连接，二极管整流电路RB的输出正极与Boost电感L_b的一端连接，Boost电感L_b的另一端分别与开关管Q_b的漏极和二极管D_b的阳极连接，二极管D_b的阴极分别与储能电容C_b的阳极及DC/DC变换器的一个输入端口连接，储能电容C_b的阴极分别与开关管Q_b的源极和DC/DC变换器的另一个输入端口连接，其中储能电容C_b为小容量长寿命电容，DC/DC变换器的两个输出端分别与负载R_Ld的两端连接；所述控制电路包括输入电压采样电路(3)、储能电容电压采样电路(4)、减法电路(5)、第一乘法器(6)和第二乘法器(9)、开方器(7)、储能电容电压反馈控制电路(8)、PWM芯片(10)、开关管驱动电路(11)，所述输入电压采样电路(3)的输入端与二极管整流电路RB和Boost电感L_b的公共端连接，输入电压采样电路(3)的输出端B与减法电路(5)的第一输入端连接，储能电容电压采样电路(4)的输入端与储能电容C_b的阳极连接，储能电容电压采样电路(4)的输出端D分别接入减法电路(5)的第二输入端和乘法器(6)的第三输入端v_z，减法电路(5)的输出端G与乘法器(6)的第一输入端v_x连接，乘法器(6)的第二输入端v_y接1V电压，乘法器(6)的输出端K与开方器(7)的输入端连接，开方器(7)的输出端M与第二乘法器(9)的第二输入端v_y连接，储能电容电压反馈控制电路(8)的输出端J与第二乘法器(9)的第一输入端v_x连接，第二乘法器(9)的第三输入端v_z连接1V电压，第二乘法器(9)的输出端P与PWM芯片(10)的输入端连接，PWM芯片(10)的输出端与开关管驱动电路(11)的输入端连接，开关管驱动电路(11)的输出端与主功率电路(1)中开关管Q_b的门极连接；

所述输入电压采样电路(3)包括第一运算放大器IC₁、第一电阻R₁、第二电阻R₂；其中第一电阻R₁的一端即为输入电压采样电路(3)的输入端，该输入端与主功率电路(1)中二极管整流电路RB的正极输出端连接，第一电阻R₁、第二电阻R₂的公共端连接到第一运算放大器IC₁的同相输入端，第二电阻R₂的另一端连接到参考电位零点，第一运算放大器IC₁的反向输入端连接到第一运算放大器IC₁的输出端B。

2.根据权利要求1所述的PF为1的长寿命DCMBoostPFC变换器，其特征在于，所述储能电容电压采样电路(4)包括第二运算放大器IC₂、第三电阻R₃、第四电阻R₄；第三电阻R₃的一端即为储能电容电压采样电路(4)的输入端，该输入端连接到主功率电路(1)中储能电容C_b的阳极，第三电阻R₃、第四电阻R₄的公共端连接到第二运算放大器IC₂的同相输入端，第四电阻R₄的另一端连接到参考电位零点，第二运算放大器IC₂的反向输入端连接到第二运算放大器IC₂的输出端D。

3.根据权利要求1所述的PF为1的长寿命DCMBoostPFC变换器，其特征在于，所述减法电路(5)包括第三运算放大器IC₃、第五电阻R₅、第六电阻R₆、第七电阻R₇、第八电阻R₈；其中第五电阻R₅的一端连接到输入电压采样电路(3)的输出端B，第五电阻R₅的另一端连接到第三运算放大器IC₃的反相输入端，第七电阻R₇的一端与储能电容电压采样电路(4)的输出端连接，第七电阻R₇、第八电阻R₈的公共端与第三运算放大器IC₃的同相输入端连接，第八电阻R₈的另一端连接到参考电位零点，第三运算放大器IC₃的反相输入端通过第六电阻R₆与第三运算放大器IC₃的输出端G连接。

4.根据权利要求1所述的PF为1的长寿命DCMBoostPFC变换器，其特征在于，所述储能电容电压反馈控制电路(8)包括第四运算放大器IC₄、第九电阻R₉、第十电阻R₁₀、第十一电阻R₁₁、第一电容C₁；其中第四运算放大器IC₄的同相输入端连接参考电位V_ref，第九电阻R₉、第十电阻R₁₀的公共端与第四运算放大器IC₄的反相输入端连接，第九电阻R₉的另一端与主功率电路(1)中储能电容C_b的阳极连接，第十一电阻R₁₁的另一端连接到参考电位零点，第四运算放大器IC₄的负相输入端通过第十电阻R₁₀、第一电容C₁与第四运算放大器IC₄的输出端J连接。