CN103684027A - 基于纹波功率转移的单相光伏并网逆变器及调制控制方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种基于纹波功率转移的单相光伏并网逆变器及调制控制方法，基于“能量转移”的思想，通过在逆变器中增加一个控制自由度，将直流侧电容的二次功率转移至电感元件，构造基于纹波功率转移电路的新型逆变器拓扑结构。结合并网电流控制环节，给出了该新型拓扑的调制方法及系统控制策略。分析证明，该新型单相单级逆变器不仅能有效控制二次功率扰动，抑制直流电压的二次纹波分量，提高光伏系统效率和并网电流质量，而且保证储能电感中为交流电流，避免了电感直流偏置电流对系统可靠性和效率的影响。仿真和实验结果验证了该新型逆变器及调制控制策略的合理性和有效性。

Description

基于纹波功率转移的单相光伏并网逆变器及调制控制方法

技术领域

本发明涉及一种基于纹波功率转移的单相光伏并网逆变器及调制控制方法。

背景技术

光伏系统直流电压纹波会引起以下问题：1)纹波电压会导致电容温度升高，是导致电容器损坏的最重要因素；2)直流电压纹波导致电压外环控制量中包含谐波成分，这些谐波成分不仅不能维持直流电压的稳定，而且导致电流内环的参考信号存在低频谐波扰动；3)对于光伏系统流控制环，即使参考电流中低频扰动得到抑制，在调制层面，直流侧电压纹波对电流跟踪控制性能的影响也无法忽略。

一、理想情况下单相桥式光伏逆变器直流电压纹波分析

传统单相桥式光伏逆变器的拓扑结构如图1所示，令电网电压u_s为

u_s(t)＝U_scos(ωt)      (1)

式中U_s为电压峰值，ω为电压角频率。

以单位功率因数并网时，并网电流i_s为

i_s(t)＝I_scos(ωt)      (2)

式中I_s为并网电流峰值。

图2所示逆变器输出至电网的瞬时功率p_g为

$p_g\left(t\right)=u_g\left(t\right)\×i_g\left(t\right)=\frac{U_s{I}_s}{2}(1+\cos 2\mathrm{\ωt})---\left(3\right)$

由式(3)可以看出逆变器输入到电网的瞬时功率含有直流分量

和交流分量

两个部分：交流分量的幅值为U_sI_s/2，频率为电网频率的两倍；直流分量的数值为U_sI_s/2。

逆变器交流侧电感L的瞬时功率P_L可表示为

$P_{L1}=-\frac{1}{2}\mathrm{\ωL}{I}_m^2\sin \left(2\mathrm{\ωt}\right)---\left(4\right)$

忽略逆变器功率器件及二极管D的损耗，根据功率守恒，得到光伏阵列的输出功率瞬时值P_pv等于逆变器输出侧瞬时功率p_g与交流侧电感L的瞬时功率P_L的和，即

$p_{\mathrm{PV}}\left(t\right)=p_g\left(t\right)+\frac{\mathrm{\ω}{L}_1{I}_s^2\sin \left(2\mathrm{\ωt}\right)}{2}---\left(5\right)$

将式(3)带入至式(5)可知，光伏阵列输出功率含有二次纹波功率且

${\tilde{P}}_{\mathrm{PV}}\left(t\right)=\frac{I_s{U}_s}{2}\cos \left(2\mathrm{\ωt}\right)-\frac{\mathrm{\ω}{L}_1{I}_s^2\sin \left(2\mathrm{\ωt}\right)}{2}---\left(6\right)$

由于式(6)中cos(2ωt)与sin(2ωt)两个分量正交，两部分无法相互抵消。因此，逆变器直流侧的二次纹波功率

仅能够通过直流滤波电容C进行缓冲，C的功率波形如图2所示。由图可得，直流侧电容C的充放电能量方程为

$\frac{1}{2}C(u_{\mathrm{dc}}{\left(t\right)}^2-{\stackrel{\‾}{U}}_{\mathrm{dc}}^2)=\underset{0}{\overset{t}{\∫}}{\tilde{p}}_{\mathrm{PV}}\left(t\right)\mathrm{dt}---\left(7\right)$

式中u_dc(t)和

分别为滤波电容C两端的瞬时电压和平均电压。

由式(7)可知，直流侧电容电压必然含有二次纹波分量，直流电容值的大小对纹波分量有有重要影响。如果电容值太小的话，则直流侧的电压波动会很大，这会使电解电容承受较大的纹波电压，导致电容发热，这样会缩短电解电容的寿命。选择较大容值的电容器，能够有效抑制纹波的大小，然而电容值较大将导致光伏电池的最大能量输出点跟踪速度变慢，同时电容的体积和成本都会增加。

二、非理想情况下单相桥式光伏逆变器的直流电压纹波分析

电网电压非理想情况下，单相桥式光伏逆变器的直流电压纹波功率将增大。电网电压存在谐波污染情况下，设电网电压为

$u_g=u_g^1+\underset{n=N_{\min }}{\overset{N_{\max }}{\mathrm{\Σ}}}{u}_g^n=U_g^1\cos \left({\mathrm{\ω}}_{1}t\right)+\underset{n=N_{\min }}{\overset{N_{\max }}{\mathrm{\Σ}}}{U}_g^n\cos \left(n{\mathrm{\ω}}_{1}t\right)---\left(8\right)$

式中，

为基波电流分量和第n次谐波分量，

分别是基波和第n次谐波的幅值。

设光伏逆变器仅输出基波电流，且输出电流为

$i_g\left(t\right)=I_g^1\cos ({\mathrm{\ω}}_{1}t+{\mathrm{\θ}}_g^1)---\left(9\right)$

式中，

为逆变桥臂交流侧输出电流的幅值与初始相位角。

根据式(8)和式(9)，光伏逆变器交流侧的瞬时功率P_g为

$\begin{array}{c}{p}_g\left(t\right)=u_g{i}_g\\ ={U^1}_g{I^1}_g\cos \left({\mathrm{\ω}}_{1}t\right)\cos ({\mathrm{\ω}}_{1}t+{{\mathrm{\θ}}^1}_g)+\underset{n=N\min }{\overset{N\max }{\mathrm{\Σ}}}{U^n}_g{I^1}_g\cos \left(n{\mathrm{\ω}}_{1}t\right)\cos ({\mathrm{\ω}}_{1}t+{{\mathrm{\θ}}^1}_g)\\ =\frac{1}{2}{U^1}_g{I^1}_g\cos {{\mathrm{\θ}}^1}_g+\frac{1}{2}{U^1}_g{I^1}_g\cos ({2\mathrm{\ω}}_{1}t+{{\mathrm{\θ}}^1}_g)\\ +\frac{1}{2}\underset{n=N\min }{\overset{N\max }{\mathrm{\Σ}}}{U^n}_g{I^1}_g\left\{\cos \right[(n+1){\mathrm{\ω}}_{1}t+{{\mathrm{\θ}}^1}_g]+\cos [(n-1){\mathrm{\ω}}_{1}t-{{\mathrm{\θ}}^1}_g\left]\right\}\end{array}---\left(10\right)$

光伏逆变器交流侧电感的瞬时电压u_L和瞬时功率p_L分别为

$u_L\left(t\right)=L\frac{d_{i_g}}{d_t}=-L{\mathrm{\ω}}_1{I}_g^1\sin ({\mathrm{\ω}}_{1}t+{\mathrm{\θ}}_g^1)---\left(11\right)$

P_L＝u_Li_g(t)      (12)

将式(11)和式(9)带入式(12)，则

$p_L=-\frac{1}{2}{\mathrm{\ω}}_{1}L{\left(I_g^1\right)}^2\sin (2{\mathrm{\ω}}_{1}t+{2\mathrm{\θ}}_g^1)---\left(13\right)$

根据功率守恒，光伏逆变器直流侧的瞬时功率为瞬时发电功率p_g与电感L瞬时功率P_L的和，即

$\begin{array}{c}{p}_{\mathrm{dc}}=\frac{1}{2}{U^1}_g{I^1}_g\cos {{\mathrm{\θ}}^1}_g\\ +\frac{1}{2}{U^1}_g{I^1}_g\cos ({2\mathrm{\ω}}_{1}t+{{\mathrm{\θ}}^1}_g)-\frac{1}{2}{\mathrm{\ω}}_{1}L{\left(I_g^1\right)}^2\sin ({2\mathrm{\ω}}_{1}t+{2\mathrm{\θ}}_g^1)\\ +\frac{1}{2}\underset{n=N\min }{\overset{N\max }{\mathrm{\Σ}}}{U^n}_g{I^1}_g\left\{\cos \right[(n+1){\mathrm{\ω}}_{1}t+{{\mathrm{\θ}}^1}_g]+\cos [(n-1){\mathrm{\ω}}_{1}t-{{\mathrm{\θ}}^1}_g\left]\right\}\end{array}---\left(14\right)$

化简式(14)，可得

$\begin{array}{c}{p}_{\mathrm{dc}}=\frac{1}{2}{U}_g^1{I}_g^1\cos {\mathrm{\θ}}_g^1\\ +\frac{1}{2}[U_g^1{I}_g^1\cos {\mathrm{\θ}}_g^1-{\mathrm{\ω}}_{1}L{\left(I_g^1\right)}^2\sin \left({2\mathrm{\θ}}_g^1\right)]\cos \left({2\mathrm{\ω}}_{1}t\right)\\ -\frac{1}{2}[U_g^1{I}_g^1\sin {\mathrm{\θ}}_g^1+{\mathrm{\ω}}_{1}L{\left(I_g^1\right)}^2\cos \left({2\mathrm{\θ}}_g^1\right)]\sin \left({2\mathrm{\ω}}_{1}t\right)\\ +\frac{1}{2}({\cos \mathrm{\θ}}_g^1+\sin {\mathrm{\θ}}_g^1)I_g^1\underset{n=N\min }{\overset{N\max }{\mathrm{\Σ}}}{U}_g^n\cos \left[(n+1){\mathrm{\ω}}_{1}t\right]\\ +\frac{1}{2}({\cos \mathrm{\θ}}_g^1-{\sin \mathrm{\θ}}_g^1)I_g^1\underset{n=N\min }{\overset{N\max }{\mathrm{\Σ}}}{U}_g^n\cos \left[(n-1){\mathrm{\ω}}_{1}t\right]\end{array}---\left(15\right)$

根据以上分析，可以得出以下结论：1)电网中电压谐波主要3、5、7、11等n＝2k±1次奇次分量，导致光伏逆变器直流侧瞬时功率主要为2、4、6、8等偶次谐波分量；2)由于电网电压的谐波分量通常远小于基波分量，直流侧瞬时功率的谐波分量仍然以二次谐波为主；3)单相电网中3次电压谐波较大，相比于理想电网电压情况，直流侧瞬时功率的二次谐波分量有所增加。

三、二次功率扰动对光伏并网系统的影响

光伏系统直流电压纹波会引起以下问题：1)纹波电压会导致电容温度升高，是导致电容器损坏的最重要因素；2)直流电压纹波导致电压外环控制量中包含谐波成分，这些谐波成分不仅不能维持直流电压的稳定，而且导致电流内环的参考信号存在低频谐波扰动；3)对于光伏系统电流控制环，即使参考电流中低频扰动得到抑制，在调制层面，直流侧电压纹波对电流跟踪控制性能的影响也无法忽略。

光伏阵列具有非线性的输出特征，其P-V特性方程为

$P_{\mathrm{pv}}=U_{\mathrm{pv}}{I}_{\mathrm{sc}}[1-c_1(e^{\frac{U_{\mathrm{pv}}}{c_2{U}_{\mathrm{oc}}}}-1)]---\left(16\right)$

$c_1=(1-I_m/I_{\mathrm{sc}})e^{\frac{U_m}{c_2{U}_{\mathrm{oc}}}}---\left(17\right)$

c₂＝(U_m/U_oc-1)[In(1-I_m/I_sc)]^-1      (18)

式中，P_pv为光伏阵列输出功率，U_pv光伏阵列输出电压，I_sc、U_oc、I_m和U_m分别为光伏阵列的短路电流、开路电压、最大功率点的输出电流和输出电压。

设光伏阵列输出电压中的纹波分量v_r，忽略二极管D的压降，当光伏阵列稳定运行在最大功率点U_m时，在二次功率扰动下，光伏阵列输出电压U_pv为

U_pv＝U_m+v_r      (19)

把式(19)带入式(16)，可得在二次功率扰动下的光伏阵列最大输出功率P_pvm为

$P_{\mathrm{pvm}}=(U_m+v_r)I_{\mathrm{sc}}[1-c_1(e^{\frac{U_m+v_r}{c_2{U}_{\mathrm{oc}}}}-1)]---\left(20\right)$

由上式可得，光伏阵列运行在最大功率点时，电压纹波将导致光伏阵列输出功率低于最大功率点，功率波形如图3所示。

从图3可知，直流侧电压的纹波，导致光伏电池工作点偏离于最大功率点，输出平均功率下降。光伏并网逆变器输出瞬时功率的交流分量不可避免，该纹波功率不仅影响光伏电池的效率，而且降低了光伏电池的使用寿命。

四、二次功率扰动对逆变器指令电流的影响

单相单级光伏并网系统需要直流电压外环，该电压环根据光伏阵列输出功率的变化改变并网电流参考幅值，以平衡系统功率。直流电压环控制框图如图4所示。图中，U_m为光伏系统MPPT环节输出的最大功率点电压值，U_PV为直流电压采样值，I_ref为直流电压PI控制输出控制量，该控制量与电网电压同步后，成为电流控制环节的参考电流信号i_ref。

图4中，MPPT算法输出的最大功率点电压为直流量，而根据式(7)，光伏阵列输出电压U_pv中却含有大量的二次纹波分量，从而使得误差信号e_u包含二次纹波成分。e_u经PI控制器，得到并网电流参考峰值I_ref，与电网单位信号cos(ωt)相乘，得到并网电流参考值i_ref，因此，i_ref会包含大量三次谐波成分。而参考电流中的谐波成分会使得逆变器输出电流总谐波畸变率变大。

设V_r为纹波电压分量v_r的峰值，且V_r＝3V，k_p和k_i分别为图4中PI控制器的比例和积分系数，且k_p＝0.5，k_i＝25，则根据图4得到i_ref的幅频特性曲线如图5所示。

图5表明在二次纹波电压扰动下，光伏系统输出电流参考信号i_ref中含有大量的三次谐波，该扰动必然严重影响光伏并网电流的波形质量。

为了限制参考电流信号的三次谐波成分，最简洁的处理方法是，在直流电压UPV的采样通道中串入低通滤波器(Low Pass Filter，LPF)，利用LPF滤除二次纹波电压信号。

然而，理论分析可知，在LPF类型和阶数确定的情况下，LPF的截止频率越低，滤波效果越好，但这样会引起延时加大，使电压环的动态响应过程变慢；截止频率越高，动态响应过程越快，但LPF对谐波信号的衰减能力降低。也就是说，即使在直流电压采样环节增加LPF，若不能将直流电压纹波控制在较小的范围内，直流电压纹波对光伏系统输出参考电流的影响仍然难以得到有效抑制。

五二次功率扰动对逆变器电流跟踪控制的影响

定义用于光伏逆变器谐波分析的开关函数为S，理想情况下，逆变器直流侧电压u_dc与交流侧电压u_o的关系为

u_o＝u_dcS      (21)

对于两电平电压型逆变器，其PWM调制过程实质为二逻辑SPWM调制技术。图6给出了理想直流电压的开关函数，以及直流电压包含纹波情况下的逆变器输出电压，图中调制信号u_m(t)的表达式为

式中，U为调制波的幅值，T为傅里叶分析周期，ω为调制波基波角频率，φ为初始相位角。图6中三角载波用下标c来表示，以示与调制波的区别，即φ_c表示三角载波相移，k_cω表示其角频率。

图6所示开关函数S的傅里叶级数表达式：

通过双重傅里叶变换，得到了图6所示开关函数S的双重傅立叶表达式为

式中，J₀(·)为0阶贝塞尔函数，J_n(·)为n阶贝塞尔函数，且

$\left\{\begin{array}{c}{J}_0\left(x\right)=\underset{m=1}{\overset{\∞}{\mathrm{\Σ}}}{(-1)}^m\frac{x^{2m}}{2^{2m}\·{(m!)}^2}\\ J_n\left(x\right)=\underset{m=1}{\overset{\∞}{\mathrm{\Σ}}}{(-1)}^m\frac{x^{n+2m}}{2^{n+2m}\·m!\·(n+m)!}\end{array}\right.---\left(25\right)$

式(24)中开关函数S由3项相加而成，将仅与调制波角频率ω有关的第1项定义为基波分量；将仅与载波角频率ω_c有关的第2项定义为载波谐波分量；将与调制波角频率ω和载波角频率ω_c都有关的第3项定义为边带谐波。

若包含纹波电压的直流电压表示为

$u_{\mathrm{dc}}=\stackrel{\‾}{u_{\mathrm{dc}}}+R\cos \left({\mathrm{\ω}}_{r}t\right)---\left(26\right)$

式中

表示直流电压平均值，r表示纹波谐波幅值，ω_r表示纹波谐波频率。

在光伏逆变器中，由于调制波角频率ω远远小于载波角频率ω_c，因此，式(24)中第2、第3项均为高频分量，忽略高频分量并将式(24)和(26)代入式(21)中，得到

根据以上，单相光伏逆变器直流电压中主要包括直流分量和2、4、6等偶次谐波，且以直流分量和二次纹波含量最大。由式(27)可知，直流侧纹波电压不仅导致交流侧电压包含3次谐波，而且会使交流侧基频分量的幅值和相位均发生偏移。

以上分析表明，单相光伏逆变器的纹波功率，导致1)直流侧电容上产生纹波电压，该电压不仅会导致电容温度升高，而且将降低光伏阵列的效率；2)光伏逆变器交流输出电流的参考信号存在低频以三次为主的谐波扰动；3)调制过程中将直流侧电压的纹波引入至输出电流，不仅包含谐波，而且基波幅值和相位发生偏移。因此，非常有必要设计一种能够抑制纹波功率影响的新型单相光伏逆变器，本发明所涉及基于纹波功率转移的单相光伏并网逆变器及调制控制方法，能够有效解决该问题。

发明内容

本发明所要解决的技术问题是提供一种基于纹波功率转移的单相光伏并网逆变器及调制控制方法，该基于纹波功率转移的单相光伏并网逆变器及调制控制方法能有效抑制并网电流的直流偏置和三次纹波分量，降低并网电流谐波畸变率，提高并网电能质量。

发明的技术解决方案如下：

一种基于纹波功率转移的单相光伏并网逆变器，包括与光伏阵列输出侧并联的三个桥臂、储能电感L2；每个桥臂由2个功率开关连接而成：

第一桥臂由功率开关T3和T4组成；

第二桥臂由功率开关T1和T2组成；【第二桥臂为公共桥臂，即需要与第三桥臂由功率开关T5、T6配合保证纹波功率转移至储能电感L2，也需要与第一桥臂由功率开关T3和T4配合，完成逆变功能；】

第三桥臂由功率开关T5和T6组成；【第三桥臂和储能电感L2一起构成功率转移电路；】

第一桥臂的中点即a点和第二桥臂的中点即b点为单相光伏并网逆变器的2个输出端；

所述的储能电感L2的两端分别接b点和第三桥臂的中点即m点；

所述的功率开关为MOSFET。

储能电感的额定电流I_L等于逆变器交流侧额定电流I_s，即I_L＝I_s；储能电感的电感值为

λ为纹波功率转移系数【根据设计需要选择λ，实例中的做法是：在我们设计的光伏系统中，最大功率点跟踪控制环节有基于极值搜索算法的MPPT方法实现，因此不能将所有纹波都消除，需要满足MPPT控制的要求，因此我们设计λ＝0.8；】，ω为电网的基波角频率；U_s为电网电压峰；

【光伏逆变器直流侧纹波功率为

式中，PL2、

分别为电感瞬时功率幅值和逆变器纹波功率幅值。

为便于设计，令光伏逆变器额定工作点时，储能电感的额定电流I_L等于逆变器交流侧额定电流I_s，即I_L＝I_s。这样，在储能电感额定电流I_L和纹波功率转移系数λ确定的情况下，储能电感的取值为】

输入量包括光伏阵列的输出电压瞬时值u_pv、输出电流瞬时值i_pv和电网电压瞬时值u_s；输出控制量包括

和；

逆变器通过控制输出量

的跟踪，实现光伏逆变器的发电功能，

的获取过程为：

首先将光伏阵列输出电压和电流信号输入至MPPT环节，MPPT控制通过基于极值搜索的MPPT算法实现，MPPT控制输出光伏阵列的最大功率点对应的直流电压参考信号

；其次

与实际采样的直流电压Upv作差后，经PI控制得到并网电流幅值参考量I_ref，然后与电网电压相位信号相乘，得到并网电流参考量i_ref ^*；并网电流参考信号i_ref ^*与实际并网电流采样信号i_ref做差后，经过准比例谐振控制器，将准比例控制的输出量除以Upv，即为逆变控制环节的输出控制量

；

其中准比例谐振控制器的传递函数为

$G_{\mathrm{MPR}}\left(s\right)=k_p+\frac{{2k}_1\mathrm{\ξ\ωs}}{s^2+2\mathrm{\ξ\ωs}+{\mathrm{\ω}}^2}---\left(4.2\right)$

式中，k_p为比例系数，k_i为积分系数，ξ为阻尼系数；

根据转移纹波功率需求，确定储能电感L₂的参考电流为

式中

λ为纹波转移系数，取值范围为[0，1]；【实例中λ＝0.8】L₁为并网电感；

储能电感L₂的电流控制由比例谐振控制实现，比例谐振控制器的传递函数为

$G_{\mathrm{PR}}=k_{\mathrm{Lp}}+\frac{k_{\mathrm{Li}}s}{s^2+{\left(2\mathrm{\ω}\right)}^2};$

式中，k_Lp为比例系数，k_Li为积分系数，【比例系数和积分系数根据电感参数和控制性能指标确定，为现有技术】

将上式中比例控制的输出量除以Upv，即为储能电感控制环节的输出控制量

。

4.一种单相光伏并网逆变器的调制方法，其特征在于，采用单极性倍频技术，即将三角载波与一对极性相反的调制波相比较，产生两对互补的驱动信号，分别驱动单相全桥逆变的两个桥臂；该调制方法基于权利要求3所述的单相光伏并网逆变器的控制方法；

其中第一桥臂、第二桥臂和第三桥臂的调制信号a，b，m由以下步骤得到：

根据和

，利用下式计算出三个桥臂的占空比信号d_a，d_b，d_m，

$\left\{\begin{array}{c}{u}_{\mathrm{ab}}^{*}=(d_a-d_b)U_{\mathrm{pv}}\\ u_L^{*}=(d_m-d_b)U_{\mathrm{pv}}\\ d_a+d_b=1\\ 0\≤d_k\≤1,k=a,b,m\end{array}\right.$

并利用归一化算法，保证逆变器三个桥臂的占空比db、da和dm取值范围在[0，1]；然后，根据

$\left\{\begin{array}{c}{d}_a=\frac{x}{T_s}=\frac{1+a}{2}\\ d_b=\frac{y}{T_s}=\frac{1+b}{2}\\ d_m=\frac{z}{T_s}=\frac{1+m}{2}\end{array}\right.$

确定调制信号a、b和m的值；

最后将调制信号a、b和m与三角载波比较，即可以得到功率器件的驱动信号，完成调制过程。

有益效果：

本发明的基于纹波功率转移的单相光伏并网逆变器及调制控制方法，通过详细分析单相全桥光伏逆变器的直流侧电压纹波，及其对光伏发电系统的多方面影响；并借助“能量转移”的思想，通过在逆变器中增加一个控制自由度，将直流侧电容的二次功率转移至电感元件，构造基于纹波功率转移电路的新型逆变器拓扑结构。结合并网电流控制环节，给出了该新型拓扑的调制方法及系统控制策略。分析证明，该新型单相单级逆变器不仅能有效控制二次功率扰动，进而抑制直流电压的二次纹波分量，提高光伏系统效率和并网电流质量，而且保证储能电感的电流为交流量，避免了储能电感中的直流偏置电流。仿真和结果验证了该新型逆变器及控制策略的合理性和有效性。

附图说明

图1为单相单级光伏并网系统拓扑结构图；

图2为直流滤波电容的功率波形曲线就；

图3为二次功率扰动下光伏阵列输出功率波形；

图4为直流电压外环控制框图；

图5为二次功率扰动下并网参考电流幅频特性曲线；

图6为PWM调制过程等效示意图。

图7为单相单级光伏并网逆变器改进拓扑结构图；

图8为单相单级光伏并网逆变器改进拓扑结构的仿真波形图【3条曲线分别是电网电压、逆变器输出电流和储能电感电流波形-上图幅值大的是电网电压】；

图9为磁导率和直流偏置的关系示意图；

图10为基于纹波功率转移的新型光伏逆变器拓扑结构示意图；

图11为新型光伏逆变器的调制算法示意图；

图12为光伏逆变器功率开关驱动信号与逆变桥输出电压波形；

图13为控制系统结构框图；

图14为纹波转移电路工作前后光伏逆变器输出功率对比图；

图15为直流电压和储能电感电压电流波形；

图16为并网电流及网侧电压波形；

图17为纹波转移电路工作前后光伏逆变器并网电流的谐波分析对比示意图；

图18为纹波转移电路工作前后光伏逆变器的直流电压实验波形；

图19为未加入二次纹波抑制策略的并网电流和网侧电压实验波形；

图20为加入纹波转移电路及二次纹波抑制策略的并网电流和网侧电压实验波形。

具体实施方式

以下将结合附图和具体实施例对本发明做进一步详细说明：

实施例1：

基于解耦电路的光伏逆变器改进拓扑结构

基于以上对二次功率扰动的分析，借鉴单相整流电路的纹波功率转移电路，研究了图7所示改进拓扑结构。该改进光伏逆变器拓扑结构，在传统全桥基础上，增加了二次功率解耦电路，且解耦电路由1个功率开关T5、1个二极管D2和储能电感L2组成。

由图7可见电感储能电感L₂的电流为仅为正方向，则储能电感L₂的电流i_L可假设为

i_L＝I_L|cos(ωt-α)|      (28)

式中I_L为电流峰值，α为滞后角。

电感L₂的能量E_L2和功率P_L2可表示为

$E_{L2}=\frac{L_2{i}_L^2\left(t\right)}{2}---\left(29\right)$

$P_{L2}=-\frac{1}{2}\mathrm{\ω}{L}_2{I}_L^2\sin (2\mathrm{\ωt}-2\mathrm{\α})---\left(30\right)$

同理，并网电感L₁的功率P_L1可表示为

$P_{L1}=-\frac{1}{2}\mathrm{\ω}{L}_1{I}_s^2\sin \left(2\mathrm{\ωt}\right)---\left(31\right)$

设逆变器单位功率因数输出电流，则忽略主电路功率损耗，逆变器两侧功率守恒，直流侧功率分为3部分，可用如下关系式表达：

$\begin{array}{c}{P}_{\mathrm{pv}}\left(t\right)=\frac{I_s{V}_s}{2}+\frac{I_s{V}_s}{2}\cos \left(2\mathrm{\ωt}\right)\\ -\frac{\mathrm{\ω}{L}_1{I}_s^2\sin \left(2\mathrm{\ωt}\right)}{2}\\ -\frac{\mathrm{\ω}{L}_2{I}_L^2\sin (2\mathrm{\ωt}-2\mathrm{\α})}{2}\end{array}---\left(32\right)$

若式(32)中所有交流分量的和为0，则直流侧功率的二次纹波分量将得到抑制，实现交直流功率分量的解耦，因此令

$I_s{U}_s\cos \left(2\mathrm{\ωt}\right)-\mathrm{\ω}{L}_1{I}_s^2\sin \left(2\mathrm{\ωt}\right)=\mathrm{\ω}{L}_2{I}_L^2\sin (2\mathrm{\ωt}-2\mathrm{\α})---\left(33\right)$

由上式可得，若电感L₂的电流I_L和滞后角α，满足关系式：

$I_L=\sqrt{\sqrt{{\left(I_s{U}_s\right)}^2+{\left(\mathrm{\ω}{L}_1{I}_s^2\right)}^2}/\mathrm{\ω}{L}_2}---\left(34\right)$

式中

把式(34)和(35)带入式(28)，则逆变器交流侧二次纹波将由电感L₂提供，且储能电感L₂的电流i_L为：

根据以上分析，该拓扑及其控制方法不仅能够保证光伏阵列输出功率中只含有直流分量，而且将很大程度降低直流电压中二次纹波分量，提高直流侧电容的可靠性。图8给出了该拓扑光伏逆变器的仿真实验结果，3条曲线分别是电网电压、逆变器输出电流和储能电感电流波形。

根据理论分析和仿真结果，储能电感中电流包含有大量直流分量，而且随着单相光伏逆变器输出功率的增加，储能电感中的直流偏置也随之增大。

然而，在直流偏置电流作用下，由于饱和作用，储能电感磁芯的磁导率呈现减小趋势。图9给出了直流偏置电流对磁芯磁导率的影响趋势。直流偏置电流不仅使电感元件的磁导率降低，而且会导致电感磁心损耗明显增大。已有研究结果表明在相同的交流磁场下，直流偏置磁场的存在会产生数倍于纯交变磁场的额外磁心损耗。因此，直流偏置电流对电感的影响不容忽视。

基于纹波功率转移的光伏逆变器新型拓扑及其调制策略

前文提出的光伏逆变器拓扑中，储能电感中存在较大的直流偏置电流。为避免储能电感中的直流偏置偏流，本节提出一种新型基于纹波功率转移的光伏逆变器拓扑结构，旨在使储能电感中的电流为纯交流电流，新型拓扑如图10所示。

可见与图7所示解耦电路相比，纹波功率转移电路中多了一个功率开关，该开关的存在，使得电感电流可以以负的方向流动。因此，设储能电感L₂的电流i_L为

i_L＝I_Lcos(ωt-α)      (37)

式中I_L为电流峰值，α为滞后角。

根据式(37)，光伏逆变器交流侧纹波功率为

${\tilde{p}}_{\mathrm{ac}}\left(t\right)=\frac{I_s{V}_s}{2}\cos \left(2\mathrm{\ωt}\right)-\frac{\mathrm{\ω}{L}_1{I}_s^2\sin \left(2\mathrm{\ωt}\right)}{2}---\left(38\right)$

光伏逆变器直流侧纹波功率为

${\tilde{p}}_{\mathrm{dc}}\left(t\right)={\tilde{p}}_C\left(t\right)-\frac{{\mathrm{\ωL}}_2{I}_L^2\sin (2\mathrm{\ωt}-2\mathrm{\α})}{2}---\left(39\right)$

式中，

为直流侧电容器的纹波功率。

根据功率平衡，逆变器交流均有直流侧纹波提供，有

${\tilde{p}}_{\mathrm{dc}}\left(t\right)={\tilde{p}}_{\mathrm{ac}}\left(t\right)---\left(40\right)$

若纹波功率转移电路不工作，则交流侧所有纹波功率均有直流侧电容器承担，即

${\tilde{p}}_{\mathrm{ac}}\left(t\right)={\tilde{p}}_C\left(t\right)---\left(41\right)$

纹波功率转移电路的功能，在于将电容器上的纹波功率转移至储能电感上，设纹波功率转移系数为λ，即储能电感功率为

$p_{L2}=\mathrm{\λ}{\tilde{p}}_{\mathrm{dc}}\left(t\right)---\left(42\right)$

将式(424)和式(39)代入式(40)，直流侧电容器承受的纹波功率为

${\tilde{p}}_C={\tilde{p}}_{\mathrm{dc}}\left(t\right)(1-\mathrm{\λ})---\left(43\right)$

根据转移纹波功率系数，若电感L₂的电流为

式中

该新型光伏逆变器拓扑结构，不仅有效避免了直流偏置对电感元件损耗和性能的影响，而且储能电感的电流为纯交流分量，更重要的是，直流侧功率的二次纹波分量是可控制的，给设计者留有了更多的选择空间。

图10中，3个桥臂需要输出两个正弦电压波形。在调制层面，根据两个已知的输出电压参考信号，计算出3个桥臂的占空比，需要数学构造一个约束条件，得到每个开关的占空比。

设S_a、S_b和S_m分别是三个桥臂的开关函数：S_k＝1，表示上桥臂开关导通，下桥臂开关关断，其中k＝a，b，m；S_k＝0，表示下桥臂开关导通，上桥臂开关关断。

表1新型拓扑主电路开关模式

以o点为参考电位，则

$\left\{\begin{array}{c}{u}_{\mathrm{ao}}=S_a{U}_{\mathrm{pv}}\\ u_{\mathrm{bo}}=S_b{U}_{\mathrm{pv}}\\ u_{\mathrm{mo}}=S_m{U}_{\mathrm{pv}}\end{array}\right.---\left(45\right)$

由表1可得u_ab和u_L的关系式为

$\left\{\begin{array}{c}{u}_{\mathrm{ab}}=(S_a-S_b)U_{\mathrm{pv}}\\ u_L=(S_m-S_b)U_{\mathrm{pv}}\end{array}\right.---\left(46\right)$

取S_a、S_b和S_m的占空比分别为db、da和dm，利用状态平均建模方法，则上式可转化为

$\left\{\begin{array}{c}{U}_{\mathrm{ab}}^{*}=(d_a-d_b)U_{\mathrm{pv}}\\ u_L^{*}=(d_m-d_b)U_{\mathrm{pv}}\\ 0\≤d_k\≤1,k=a,b,m\end{array}\right.---\left(47\right)$

式(47)中，两个方程式内包含3个变量，因此，不同占空比构造方法，可以形成不同的调制策略。

单极性倍频调制技术，将三角载波与一对极性相反的调制波相比较，产生两对互补的驱动信号，分别驱动单相全桥逆变的两个桥臂，使得实际纹波频率为开关频率的2倍。为了降低开关管的频率，减少开关损耗，采用单极性倍频调制方法，以能提高新型光伏逆变器的性能。在双极性调制、单极性倍频调制算法中，逆变器中逆变桥臂的占空比db和da存在一个固有约束，即

d_a+d_b＝1      (48)

调制算法实现过程中，首先根据控制策略输出的u_ab、u_L参考值，利用式(47)和(48)及归一化算法，计算出逆变器三个桥臂的占空比db、da和dm。

图11给出了在u_ab0，u_L＜0时新型光伏逆变器单极性倍频调制基本原理。图中，a、b和m分别为右侧桥臂、中间桥臂和左侧桥臂的调制信号，y、x和z分别为每个开关周期VT₁、VT₃和VT₅的导通时间。根据图11可以得出以下方程式

$\left\{\begin{array}{c}{d}_a=\frac{x}{T_s}=\frac{1+a}{2}\\ d_b=\frac{y}{T_s}=\frac{1+b}{2}\\ d_m=\frac{z}{T_s}=\frac{1+m}{2}\end{array}\right.---\left(49\right)$

根据式(49)，可以确定比较信号a、b和m的值。

新型光伏并网逆变器仿真结果和实验结果

为了验证基于纹波功率转移的光伏逆变器新型拓扑及其调制策略的有效性，基于Matlab/Simulink仿真软件，搭建了系统仿真模型，系统相关参数如表2所示。

表2光伏发电仿真系统相关参数

图12给出光伏逆变器中VT1、VT2、VT3的开关信号，以及逆变桥输出电压U_ab和U_L的输出电压瞬时值，波形显示新型光伏并网逆变器实现了倍频输出。

光伏并网逆变器控制系统结构如图13所示，最大功率点跟踪(MPPT)模块采用极值搜索算法，

由MPPT及并网电流控制模块得到；图中虚线框内部分为纹波功率转移电路控制环节，由u_s和i_s经式(44)储能电感电流参考信号。由于电流误差信号e_L为交流量，且含有低次偶次谐波，该环节控制器采用比例谐振控制器(PR)，其传函为

$G_{\mathrm{PR}}=k_p+\frac{k_{h}s}{s^2+{\left(2\mathrm{\ω}\right)}^2}---\left(45\right)$

设置光伏阵列的光照强度为800W/m²，温度为25℃，解耦电路在t＝0.3s时开始工作。图14给出了纹波转移电路工作前后，光伏阵列输出功率的对比波形。

图14中的功率波形表明：在纹波转移电路工作前，光伏阵列输出功率存在二次功率扰动，功率平均值为764.5W；纹波转移电路工作前，二次功率扰动得到抑制，输出功率为773.5W W，纹波转移电路提高了光伏逆变器的功率输出。

图15给出了基于纹波功率转移电路的光伏逆变器储能电感L₂和直流电压的电压电流波形。由图可知，系统暂态过程时间小于0.1s，纹波转移电路工作前，直流电压二次纹波分量峰峰值高达24V；纹波转移电路工作后，二次纹波电压峰峰值降为4V，直流电压中二次纹波分量得到较大抑制，且该纹波的大小可由纹波抑制系数进行控制。储能电感L₂的电流不包含直流分量，有效抑制了直流偏置电流对电感磁导率和效率的影响，根据电压u_L的正负选择充电和放电，充放电电流i_L满足式(44)。

图16给出了交流电网侧电压u_s和并网电流i_s的波形，i_s和u_s同频同相，实现了单位功率因数控制。图17给了光伏逆变器并网电流的谐波分析。由图15、16可见，未加入二次功率抑制策略时，即纹波转移电路不工作，i_s中含有大量的直流偏置和三次谐波，谐波畸变率(THD)为2.91％；加入二次功率抑制策略后，即纹波转移电路工作后，并网电流的直流分量和三次谐波得到抑制，THD降低为2.48％。

根据以上仿真结果和分析可知，加入纹波转移电路的单相单级光伏并网系统的输出特性得到很大的改善，直流侧二次功率扰动和二次直流纹波电压得到较大抑制，交流侧输出电流的直流偏置和谐波分量均得到抑制。纹波转移电路的设计，提高了光伏发电系统能量利用效率和并网电流质量。

直流电压实验波形如图18所示，加入二次纹波抑制策略后，纹波转移电路工作，纹波电压峰峰值为1.2V；纹波转移电路停止工作后，纹波电压峰峰值高达5.8V。由此可见，纹波转移电路可以有效地抑制直流电压的纹波分量。

图19给出了未加入二次纹波抑制策略的并网电流和网侧电压波形，并网电流虽然与网侧电压同频同相，实现了单位功率因数控制，却含有大量的三次谐波。

图20给出了加入纹波转移电路及二次纹波抑制策略的并网电流和网侧电压波形，并网电流与网侧电压同频同相，实现了单位功率因数控制。由于直流电压二次纹波分量得到抑制，并网电流中的三次谐波含量很小。

在外部条件相同的情况下，加入二次纹波抑制策略的并网电流的峰峰值比未加入二次纹波抑制策略的并网电流的峰峰值大0.7A，光伏系统的输出功率提高了4％。实验结果表明，纹波转移电路能很好地抑制直流电压的二次纹波分量，提高并网电流的质量和光伏系统的效率。

结论

本发明通过对常用的单相单级光伏并网系统二次功率扰动的分析，研究了基于二次功率解耦电路的单相单级光伏并网逆变器的改进拓扑结构，在此拓扑基础上，为解决解耦电路中储能电感的直流偏置问题，提出了基于纹波功率转移电路的新型光伏逆变器拓扑结构，该新型拓扑通过对二次功率的转移控制，在保证储能电感中不含有直流偏置电流的前提下，有效地降低了光伏阵列输出功率和直流电压的二次纹波分量，从而抑制了并网电流的直流偏置和三次纹波分量，降低了并网电流谐波畸变率，提高了并网电能质量。仿真和实验结果验证了该纹波功率转移电路及调制策略的有效性和优越性。

Claims (4)

1.一种基于纹波功率转移的单相光伏并网逆变器，其特征在于，包括与光伏阵列输出侧并联的三个桥臂、储能电感L2；每个桥臂由2个功率开关连接而成： 

第一桥臂由功率开关T3和T4组成； 

第二桥臂由功率开关T1和T2组成； 

第三桥臂由功率开关T5和T6组成； 

第一桥臂的中点即a点和第二桥臂的中点即b点为单相光伏并网逆变器的2个输出端； 

所述的储能电感L2的两端分别接b点和第三桥臂的中点即m点； 

所述的功率开关为MOSFET。 

2.根据权利要求1所述的一种基于纹波功率转移的单相光伏并网逆变器，其特征在于，储能电感的额定电流I_L等于逆变器交流侧额定电流I_s，即I_L＝I_s；储能电感的电感值为

λ为纹波功率转移系数，ω为电网的基波角频率；U_s为电网电压峰。 

3.基于权利要求1或2所述的单相光伏并网逆变器的控制方法，其特征在于，输入量包括光伏阵列的输出电压瞬时值u_pv、输出电流瞬时值i_pv和电网电压瞬时值u_s；输出控制量包括

和； 

逆变器通过控制输出量的跟踪，实现光伏逆变器的发电功能，

的获取过程为： 

首先将光伏阵列输出电压和电流信号输入至MPPT环节，MPPT控制通过基于极值搜索的MPPT算法实现，MPPT控制输出光伏阵列的最大功率点对应的直流电压参考信号 

；其次

与实际采样的直流电压Upv作差后，经PI控制得到并网电流幅值参考量I_ref，然后与电网电压相位信号相乘，得到并网电流参考量i_ref ^*；并网电流参考信号i_ref ^*与实际并网电流采样信号i_ref做差后，经过准比例谐振控制器，将准比例控制的输出量除以Upv，即为逆变控制环节的输出控制量

； 

其中准比例谐振控制器的传递函数为 

式中，k_p为比例系数，k_i为积分系数，ξ为阻尼系数； 

根据转移纹波功率需求，确定储能电感L₂的参考电流为 

式中

λ为纹波转移系数，取值范围为[0，1]；L₁为并网电感；储能电感L₂的电流控制由比例谐振控制实现，比例谐振控制器的传递函数为 

式中，k_Lp为比例系数，k_Li为积分系数； 

将上式中比例控制的输出量除以Upv，即为储能电感控制环节的输出控制量。 

4.一种单相光伏并网逆变器的调制方法，其特征在于，采用单极性倍频技术，即将三角载波与一对极性相反的调制波相比较，产生两对互补的驱动信号，分别驱动单相全桥逆变的两个桥臂；该调制方法基于权利要求3所述的单相光伏并网逆变器的控制方法； 

其中第一桥臂、第二桥臂和第三桥臂的调制信号a，b，m由以下步骤得到： 

根据

和

，利用下式计算出三个桥臂的占空比信号d_a，d_b，d_m， 

并利用归一化算法，保证逆变器三个桥臂的占空比db、da和dm取值范围在[0，1]； 

然后，根据确定调制信号a、b和m的值； 

最后将调制信号a、b和m与三角载波比较，即可以得到功率器件的驱动信号，完成调制过程。 

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