CN111371337B - 二极管箝位型三电平逆变器的中性点电位平衡控制方法 - Google Patents

Abstract

本发明提供了一种二极管箝位型三电平逆变器的中性点电位平衡控制方法，包括：根据对称三相输出参考电压的瞬时值获取原始调制信号；将获取到的原始调制信号叠加第一零序分量后，获取最大修正调制信号、中值修正调制信号和最小修正调制信号；根据所述原始调制信号在每个采样周期内的瞬时值，获取所述原始调制信号瞬时值最小相对应的电流瞬时值；根据所述原始调制信号瞬时值最小相对应的电流值和由上下直流母线电压值之差计算出的中性点电位偏移量，根据所述中性点电位偏移量和中性点电位补偿策略获取第二零序分量。本发明对于二极管箝位型三电平逆变器的采样信息要求较低，控制方法简单有效，可以快速地实现中点电位平衡控制。

Description

二极管箝位型三电平逆变器的中性点电位平衡控制方法

技术领域

本发明涉及电力技术变换领域，特别涉及一种二极管箝位型三电平逆变器的中性点电位平衡控制方法

背景技术

三电平逆变器因具有较好的输出波形质量被广泛应用。三电平逆变器相较于传统的两电平逆变器，其输出电压多了一个电平，更加接近于正弦波，可以降低输出电压的谐波含量，减小功率开关器件的电压应力，提升直流母线电压的容量，因此在高压大功率场合得到了广泛的应用。

三电平逆变器可细分为二极管箝位型、飞跨电容型和级联H桥型等，其中二极管箝位型三电平逆变器因为不需要额外的箝位电容和大体积的移相变压器，在中高压领域获得了大量的应用。但是二极管箝位型三电平逆变器具有中性点电位不平衡这一固有问题，会导致输出波形畸变，直流电容分压不均匀和功率开关器件承受的应力过大等问题，对于逆变器的稳定安全运行造成巨大的影响。因此，对于二极管箝位型三电平逆变器的中性点电位平衡控制是必不可少的。

现有技术中，针对二极管箝位型三电平逆变器中性点电位不平衡问题的解决方法主要采取以下几种：方法一，增加直流母线电容容值，通过中性点电位偏差大小与电容容值成反比这一规律来抑制中性点电位不平衡；方法二，采用额外的硬件辅助电路为中性点电流提供通路，例如，单相半桥桥臂主动平衡中性点电位；方法三，通过调制策略来主动削弱或消除中性点电位不平衡。

上述方法中，都存在明显的缺点。方法一对于系统的成本的体积要求都有所增加，且对于硬件性能的考验巨大；方法二需要增设额外的硬件，对于成本和控制的复杂程度都有所增加；方法三在直流母线上下直流电压时变和不相等的逆变器上无法适用，且无法让逆变器在所有工况下都实现中性点电位平衡。

发明内容

本发明提供了一种二极管箝位型三电平逆变器的中性点电位平衡控制方法，其目的是为了使逆变器在直流母线上下电压时变、不等的情况和所有工况下都能实现中性点电位平衡。

为了达到上述目的，本发明的实施例提供了一种二极管箝位型三电平逆变器的中性点电位平衡控制方法，包括：

步骤1，根据对称三相输出参考电压的瞬时值获取原始调制信号；

步骤2，将获取到的原始调制信号叠加第一零序分量后，获取最大修正调制信号、中值修正调制信号和最小修正调制信号；

步骤3，根据所述原始调制信号在每个采样周期内的瞬时值，获取所述原始调制信号瞬时值最小相对应的电流瞬时值；

步骤4，根据所述原始调制信号瞬时值最小相对应的电流值和由上下直流母线电压值之差计算出的中性点电位偏移量，根据所述中性点电位偏移量和中性点电位补偿策略获取第二零序分量；

步骤5，将最大修正调制信号、中值修正调制信号和最小修正调制信号叠加第二零序分量后，获取最大最终调制信号、中值最终调制信号和最小最终调制信号；

步骤6，将所述最大最终调制信号、所述中值最终调制信号和所述最小最终调制信号进行归一化处理，获取归一化调制信号和占空比，将归一化调制信号与载波进行比较，得到二极管箝位型三电平逆变器所有功率开关管的开关序列。

本发明的上述方案有如下的有益效果：

本发明的二极管箝位型三电平逆变器的中性点电位平衡控制方法对于二极管箝位型三电平逆变器的采样信息要求较低，控制方法简单有效，可以快速地实现中点电位平衡控制，且具有响应速度快，鲁棒性强等特点。

附图说明

图1为本发明的控制方法构成示意图；

图2为本发明的拓扑结构示意图；

图3为本发明的实施例中在0.1s施加补偿策略的波形图；

图4为本发明的实施例中在初始就施加补偿策略的波形图。

具体实施方式

为使本发明要解决的技术问题、技术方案和优点更加清楚，下面将结合附图及具体实施例进行详细描述。

本发明的实施例提供了一种二极管箝位型三电平逆变器的中性点电位平衡控制方法，包括：

步骤1，根据对称三相输出参考电压的瞬时值获取原始调制信号；

步骤2，将获取到的原始调制信号叠加第一零序分量后，获取最大修正调制信号、中值修正调制信号和最小修正调制信号；

步骤3，根据所述原始调制信号在每个采样周期内的瞬时值，获取所述原始调制信号瞬时值最小相对应的电流瞬时值；

步骤4，根据所述原始调制信号瞬时值最小相对应的电流值和由上下直流母线电压值之差计算出的中性点电位偏移量，根据所述中性点电位偏移量和中性点电位补偿策略获取第二零序分量；

步骤5，将最大修正调制信号、中值修正调制信号和最小修正调制信号叠加第二零序分量后，获取最大最终调制信号、中值最终调制信号和最小最终调制信号；

步骤6，将所述最大最终调制信号、所述中值最终调制信号和所述最小最终调制信号进行归一化处理，获取归一化调制信号和占空比，将归一化调制信号与载波进行比较，得到二极管箝位型三电平逆变器所有功率开关管的开关序列。

其中，所述步骤1具体包括：

对称三相输出参考电压的瞬时值获取的原始调制信号为：

其中，u_aref、u_bref、u_cref为原始调制信号，U_m为相电压幅值，θ＝ωt为相角值，ω为角频率。

其中，所述步骤2具体包括：

根据以下公式获取最大修正调制信号、中值修正调制信和最小修正调制信号：

其中，u_a为累加零序分量u₀₁后的A相调制信号，u_b为累加零序分量u₀₁后的B相调制信号，u_c为累加零序分量u₀₁后的C相调制信号，u₀₁为第一零序分量，且

u₁为上直流母线电压，u₂为下直流母线电压，u_max为最大修正调制信号，u_mid为中值修正调制信号，u_min为最小修正调制信号。

其中，所述步骤3具体包括：

逆变器三相电流表示为：

其中，I_m为电流幅值，

为功率因数角；

其中，u_l、u_m、u_n分别为原始调制信号的最小值、中值和最大值，i_min、i_mid、i_max分别为原始调制信号的最小值、中值和最大值相对应的电流瞬时值。

其中，所述步骤4具体包括：

所述第二零序分量的获取方法为：

其中，Δu＝u₁-u₂为中性点电压偏移量；

为该补偿策略使用的PI控制器的传递函数，控制器中k_p为比例项系数，k_i为积分项系数，s为拉氏变换所用的复变量，sign()为符号函数。

其中，所述步骤5具体包括：

根据以下公式获取最大最终调制信号

中值最终调制信号

和最小最终调制信号

其中，u₀₂为实现中性点电位平衡补偿策略所叠加的第二零序分量；

为最大最终调制信号；

为最终的中值最终调制信号；

为最终的最小最终调制信号。

其中，所述步骤6具体包括：

根据以下公式获取归一化调制信号和占空比：

其中，为最大最终调制信号对应相的P状态占空比，为中值最终调制信号对应相的P状态或N状态占空比，为最小最终调制信号对应相的N状态占空比；

将归一化调制信号与载波进行比较，得到所属二极管箝位型三电平逆变器所有功率开关管的开关序列。

第一实施例：

如图1所示，本发明的实施例提供一种二极管箝位型三电平逆变器的中性点电位平衡控制方法的控制方法构成示意图，包括：采样单元：对二极管箝位型三电平逆变器的多种参数进行采样进行采样；二极管箝位型三电平逆变器：为本实例装置，直流侧接直流电源，交流测并网；补偿控制器：为根据本实例设计的零序分量补偿策略控制器，根据采样单元获取的Δu和i_min输出补偿零序分量u₀₂；参考电压和三角载波：通过叠加零序分量后的三相参考电压和三角载波进行比较，得出所有功率开关管的PWM驱动波形，输出给逆变器以实现中性点电位平衡控制。

如图2所示，直流侧U_dc由直流电源或储能电容提供；直流母线电容C₁,C₂；A相桥臂由功率开关管S_a1,S_a2,S_a3,S_a4和箝位二极管D₁,D₂组成；B相桥臂由功率开关管S_b1,S_b2,S_b3,S_b和箝位二极管D₃,D₄组成；C相桥臂由功率开关管S_c1,S_c2,S_c3,S_c4和箝位二极管D₅,D₆组成；并网侧接由三相输出滤波电感L_out、三相滤波电容C_grid和三相并网滤波电感L_grid组成的LCL并网滤波器接入220V交流市电电网。

其中，三相输出滤波电感L_out一端接在逆变器的三相输出端上，另一端与三相滤波电感L_grid相连接；三相并网滤波电感L_grid与三相输出滤波电感L_out串接后接入市电电网；三相滤波电容C_grid一端接在三相输出滤波电感L_out与三相并网滤波电感L_grid的交点处，另一端以Y型联结在一起。即逆变器的输出侧通过由滤波电感和滤波电容组成的并网LCL滤波器串联连接接入市电电网。

根据上述实施例，图2中的三相逆变电路包括A、B、C三相逆变桥臂，A相桥臂中功率开关管S_a1的集电极C极接到直流母线上电容的正极，功率开关管S_a1的发射极E极与功率开关管S_a2集电极C极相连，功率开关管S_a2集电极C极与逆变器A相输出相连后接到并网滤波器的输入侧，同时功率开关管S_a2的发射极E极与功率开关管S_a3的集电极C极相连，功率开关管S_a3的发射极E极与S_a4的集电极C极相连，S_a4的发射极E极与直流母线下电容的负极相连。B相桥臂中功率开关管S_b1的集电极C极接到直流母线上电容的正极，功率开关管S_b1的发射极E极与功率开关管S_b2集电极C极相连，功率开关管S_b2集电极C极与逆变器A相输出相连后接到并网滤波器的输入侧，同时功率开关管S_b2的发射极E极与功率开关管S_b3的集电极C极相连，功率开关管S_b3的发射极E极与S_b4的集电极C极相连，S_b4的发射极E极与直流母线下电容的负极相连。C相桥臂中功率开关管S_c1的集电极C极接到直流母线上电容的正极，功率开关管S_c1的发射极E极与功率开关管S_c2集电极C极相连，功率开关管S_c2集电极C极与逆变器A相输出相连后接到并网滤波器的输入侧，同时功率开关管S_c2的发射极E极与功率开关管S_c3的集电极C极相连，功率开关管S_c3的发射极E极与S_c4的集电极C极相连，S_c4的发射极E极与直流母线下电容的负极相连。

箝位二极管D₁的阴极与S_a1的发射极E极和S_a2的集电极C极相连，箝位二极管D₂的阳极与S_a3的发射极E极和S_a4的集电极C极相连，箝位二极管D₁的阳极和箝位二极管D₂的阴极相连再与直流母线的中性点相连接。箝位二极管D₃的阴极与S_b1的发射极E极和S_b2的集电极C极相连，箝位二极管D₄的阳极与S_b3的发射极E极和S_b4的集电极C极相连，箝位二极管D₃的阳极和箝位二极管D₄的阴极相连再与直流母线的中性点相连接。箝位二极管D₅的阴极与S_c1的发射极E极和S_c2的集电极C极相连，箝位二极管D₆的阳极与S_c3的发射极E极和S_c4的集电极C极相连，箝位二极管D₅的阳极和箝位二极管D₆的阴极相连再与直流母线的中性点相连接。

如图2所示，P、O和N分别是二极管箝位型三电平逆变器直流侧的正端、直流电容中性点和负端。在逆变器正常运行中性点电位不发生偏移时，其P端的电位U_P＝0.5V_dc、O端的电位U_o＝0、N端的电位U_N＝-0.5V_dc。二极管箝位型三电平逆变器的中性点电位平衡控制就是通过控制保证O点的电位维持在P、N间电位的中间点，也就是保证P、O间电压u₁与O、N间电压u₂相等。

为了验证二极管箝位型三电平逆变器的中性点电位平衡控制方法的正确性，在Matlab/Simulink环境里搭建了参考图2所示的二极管箝位型三电平逆变器的拓扑结构。具体的仿真参数配置如下：

直流侧储能电容电压(或直流源电压)U_dc：U_dc＝650V；

直流侧上电容电压初始值u₁：u₁＝400V；

直流侧下电容电压初始值u₂：u₂＝250V；

网侧三相交流电压有效值：220V；

网侧三相交流电压频率：50Hz；

并网侧滤波电容容值：C_grid＝40μF；

并网侧滤波电感感值：L_grid＝0.37mH；

输出侧滤波电感感值：L_out＝40mH；

开关频率：20KHz。

并网情况下控制电流，通过采样得到网侧三相交流电压经过PLL(锁相环)得到锁相角θ，三相交流电压通过dq变换得到u_d,u_q作为电流环的前馈量，再根据系统建模构造电流环，设计电流环的带宽约为控制频率带宽的1/20到1/10。构造三相逆变器模型为

取式中的v_d,v_q作为PI控制器的输出量。以d轴为例，其闭环传递函数的特征方程为

选取带宽为1200Hz，阻尼比为0.707，计算出电流环控制器的PI参数。由PI控制器输出得到的v_d,v_q经过dq反变换得到三相参考电压u_aref,u_bref,u_cref。同时累加公共零序分量

和施加补偿策略的零序分量

式中k_p,k_i是零序分量补偿控制器的PI参数。最后将按补偿控制策略注入零序分量的三相参考电压输入给调制器通过和载波比较得到逆变器所有功率开关管的PWM驱动信号。

仿真结果如图3，图4所示，在施加零序分量补偿控制策略后系统动态响应速度快，能在短时间内将中性点电位不平衡的情况校正，稳态后直流母线上下电容电压值维持平衡，且中性点平均电流为零，实现了中性点电位平衡。图3与图4的仿真结果充分验证了这种二极管箝位型三电平逆变器的中性点电位平衡控制方法的正确性。

以上所述是本发明的优选实施方式，应当指出，对于本技术领域的普通技术人员来说，在不脱离本发明所述原理的前提下，还可以作出若干改进和润饰，这些改进和润饰也应视为本发明的保护范围。

Claims (3)

1.一种二极管箝位型三电平逆变器的中性点电位平衡控制方法，其特征在于，包括：

步骤1，根据对称三相输出参考电压的瞬时值获取原始调制信号；

步骤2，将获取到的原始调制信号叠加第一零序分量后，获取最大修正调制信号、中值修正调制信号和最小修正调制信号；

步骤3，根据所述原始调制信号在每个采样周期内的瞬时值，获取所述原始调制信号瞬时值最小相对应的电流瞬时值；

步骤4，根据所述原始调制信号瞬时值最小相对应的电流值和由上下直流母线电压值之差计算出的中性点电位偏移量，根据所述中性点电位偏移量和中性点电位补偿策略获取第二零序分量；

步骤5，将最大修正调制信号、中值修正调制信号和最小修正调制信号叠加第二零序分量后，获取最大最终调制信号、中值最终调制信号和最小最终调制信号；

步骤6，将所述最大最终调制信号、所述中值最终调制信号和所述最小最终调制信号进行归一化处理，获取归一化调制信号和占空比，将归一化调制信号与载波进行比较，得到二极管箝位型三电平逆变器所有功率开关管的开关序列；

所述步骤1具体包括：

对称三相输出参考电压的瞬时值获取的原始调制信号为：

其中，u_aref、u_bref、u_cref为原始调制信号，U_m为相电压幅值，θ＝ωt为相角值，ω为角频率；

所述步骤2具体包括：

根据以下公式获取最大修正调制信号、中值修正调制信和最小修正调制信号：

其中，u_a为累加零序分量u₀₁后的A相调制信号，u_b为累加零序分量u₀₁后的B相调制信号，u_c为累加零序分量u₀₁后的C相调制信号，u₀₁为第一零序分量，且

u₁为上直流母线电压，u₂为下直流母线电压，u_max为最大修正调制信号，u_mid为中值修正调制信号，u_min为最小修正调制信号；

所述步骤3具体包括：

逆变器三相电流表示为：

其中，I_m为电流幅值，

为功率因数角；

其中，u_l、u_m、u_n分别为原始调制信号的最小值、中值和最大值，i_min、i_mid、i_max分别为原始调制信号的最小值、中值和最大值相对应的电流瞬时值；

所述步骤4具体包括：

所述第二零序分量的获取方法为：

其中，Δu＝u₁-u₂为中性点电压偏移量；

为该补偿策略使用的PI控制器的传递函数，控制器中k_p为比例项系数，k_i为积分项系数，s为拉氏变换所用的复变量，sign()为符号函数。

2.根据权利要求1所述的二极管箝位型三电平逆变器的中性点电位平衡控制方法，其特征在于，所述步骤5具体包括：

根据以下公式获取最大最终调制信号

中值最终调制信号

和最小最终调制信号

其中，u₀₂为实现中性点电位平衡补偿策略所叠加的第二零序分量；

为最大最终调制信号；

为最终的中值最终调制信号；

为最终的最小最终调制信号。

3.根据权利要求2所述的二极管箝位型三电平逆变器的中性点电位平衡控制方法，其特征在于，所述步骤6具体包括：

根据以下公式获取归一化调制信号和占空比：

其中，d_max为最大最终调制信号对应相的P状态占空比，d_mid为中值最终调制信号对应相的P状态或N状态占空比，d_min为最小最终调制信号对应相的N状态占空比；

将归一化调制信号与载波进行比较，得到所属二极管箝位型三电平逆变器所有功率开关管的开关序列。

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