CN105226982A - 一种基于中点电流的三电平npc逆变器中点电位均衡控制方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种基于中点电流的三电平NPC逆变器中点电位均衡控制方法。实时采样上下电容电压和中点电流，将上下电容电压作比较得电容电压差值，根据电容电压差值，中点电流极性和三相原始调制波极性求取均压调节量来对三相原始调制波v_ma、v_mb、v_mc进行调节，得到三相调制波v_ma′、v_mb′、v_mc′，将三相调制波分别与三角载波C_up和C_down进行比较，输出PWM信号，以控制逆变器开关管的开关状态，从而实现对中点电位的调节。在本发明方法中，由于均压调节量的脉动频率大于载波频率，因此用该方法调节中点电位具有高频特性，能够在很短的时间内实现对NPC逆变器中点电位的调节，实时性好，控制精度高。

Description

一种基于中点电流的三电平NPC逆变器中点电位均衡控制方法

技术领域

本发明属于电力电子技术领域，具体涉及一种基于中点电流的三电平NPC逆变器中点电位均衡控制方法。

背景技术

三电平中点箝位型(NPC)逆变器相对于两电平拓扑，具有可有效降低输出电压谐波含量、减小开关管电压应力、减小电磁干扰等优点，被广泛地应用于新能源发电、有源电力滤波器(APF)、柔性交流输电(FACTS)、电机驱动等中高压、大功率场合，其拓扑结构如图1所示。

三电平NPC变换器拓扑直流侧母线必须使用两个电容串联，交流侧才能输出三电平的相电压和五电平的线电压。理论上，每个电容电压是直流母线电压的一半，但是由于电路非理想因素的存在、两个电容参数的不一致、三相负载电流不对称以及负载电流中的低次谐波分量，都可能导致实际的两个电容电压之间存在偏差。一般将中点电位的不平衡分为中点电位的直流不平衡和中点电位的交流不平衡，其中，中点电位交流不平衡又包含中点电位的低频波动和高频纹波。中点电位直流不平衡会在三电平NPC逆变器交流侧输出电压中引入大量的偶次谐波分量，尤其是二次谐波分量，降低了逆变器输出电压的波形质量。同时，直流不平衡会导致三电平NPC逆变器功率开关器件承受的电压应力不一致，可能损坏开关器件，影响系统的正常工作。因此，如何实现三电平NPC逆变器中点电位的均衡控制，抑制直流母线电容电压之间的直流偏差具有十分重要的现实意义。

发明内容

发明目的

本发明针对三电平NPC逆变器固有的中点电位平衡问题，提出一种基于中点电流的三电平NPC逆变器中点电位均衡控制方法，通过实时的调节三相调制波，以实现对三电平NPC逆变器中点电位的均衡控制，抑制直流母线电容电压之间的直流偏差，从而提高三电平NPC逆变器的实用性。

技术方案

一种基于中点电流的三电平NPC逆变器中点电位均衡控制方法，具体为：实时采样三电平NPC逆变器主电路直流侧母线电容电压u_dc1、电容电压u_dc2和中点电流i_o，将采样得到的电容电压u_dc1和u_dc2接入求和电路J，经过差运算得到电容电压差值Δu，将电容电压差值Δu，中点电流i_o以及三相原始调制波(v_ma、v_mb、v_mc)送入中点电位调节器，得到三相调制波(V_ma′、v_mb′、v_mc′)，用得到的三相调制波分别与三角载波C_up和三角载波C_down进行比较，得到a相开关管的驱动信号PWMa，b相开关管的驱动信号PWMb，c相开关管的驱动信号PWMc，以控制逆变器开关管的开关状态，从而实现对中点电位的调节。

其中，中点电位调节器的具体实现算法如下：

${v^{\&prime;}}_{mk}=\left\{\begin{array}{cc}{v}_{mk}+sign\&lsqb;v_{mk}\&rsqb;sign\&lsqb;i_o\&rsqb;\mathrm{\&Delta;}u& 0\&le;m\&le;\sqrt{3}/3\\ v_{mk}-sign\&lsqb;v_{mk}\&rsqb;sign\&lsqb;i_o\&rsqb;\mathrm{\&Delta;}u& \sqrt{3}/3<m\&le;1\end{array}\right.$

式中，v_mk(k＝a，b，c)为三相原始调制波，v_mk′(k＝a，b，c)为三相调制波，sign[·]为符号函数，其定义为： $sign\&lsqb;p\&rsqb;=\left\{\begin{array}{cc}1& p\&GreaterEqual;0\\ -1& p<0\end{array}\right..$

根据中点电位调节器实现算法可知，在调制比m大于和调制比m小于等于时，三相原始调制波的调节方法有所差异。以a相为例，当调制比m大于时，在a相原始调制波v_ma上减去均压调节量sign[v_ma]sign[i_o]Δu；当调制比m小于等于时，在a相原始调制波v_ma上加上均压调节量sign[v_ma]sign[i_o]Δu。

三相开关管的驱动信号由载波层叠PWM方法得到，其中三角载波C_up位于零参考之上，最小值为0，三角载波C_down位于零参考线之下，最大值为0，两者幅值、频率、相位均相同。以a相为例，当a相调制波v_ma′大于三角载波C_up时，则a相输出正电平，对应的输出电平状态为1，此时开关管Q_a1、Q_a2开通；当a相调制波v_ma′小于三角载波C_up，大于三角载波C_down时，则a相输出零电平，对应的输出电平状态为0，此时开关管Q_a2Q_a3开通；当a相调制波v_ma′小于三角载波C_down时，则a相输出负电平，对应的输出电平状态为-1，此时开关管Q_a3、Q_a4开通。

技术效果

本发明实时采样电容电压和中点电流来对三相原始调制波进行调节，将调节后得到的三相调制波与三角载波进行比较输出开关管的驱动信号，以控制逆变器开关管的工作状态，从而实现对中点电位的控制。该方法能够有效地均衡三电平NPC逆变器中点电位，抑制中点电位的直流不平衡，改善逆变器输出电压波形质量，保证系统的正常稳定运行。同时，本发明只需简单的参数运算即可实现对中点电位的调节，方法简单，实时性好，控制精度高，提高了三电平NPC逆变器的实用性。

附图说明

图1是三相三电平NPC逆变器主电路拓扑。

图2是本发明所提的基于中点电流的三电平NPC逆变器中点电位均衡控制方法的控制结构框图。

图3是本发明方法应用于电容电压差值Δu大于零，调制比m大于功率因数角为0°时，某三角载波周期内三电平NPC逆变器三相输出电平状态的调节效果。

图4是本发明方法应用于电容电压差值Δu大于零，调制比m小于等于功率因数角为0°时，某三角载波周期内三电平NPC逆变器三相输出电平状态的调节效果。

图5是应用本发明方法后，电容电压均衡控制效果图。

具体实施方式

下面结合附图对本发明的具体实施方式进行说明：

图1为三相三电平NPC逆变器主电路拓扑，直流侧母线电压为U_dc，母线电容C₁和母线电容C₂的电容电压分别为u_dc1和u_dc2，设电容电压差值Δu＝u_dc1-u_dc2，当电容电压均衡时，电容电压差值Δu＝0，此时每相可输出三种电平+U_dc/2、0、-U_dc/2，对应的输出电平状态分别为1、0、-1。因此三相总共可以输出27种电平状态组合，根据每种输出电平状态组合合成电压幅值的大小，又将27种电平状态组合分成3个零矢量、12个小矢量、6个中矢量和6个大矢量，其中当输出电平状态组合为零矢量和大矢量时，中点电流i_o为0。在其它矢量下，中点电流i_o和三相负载电流(i_a、i_b、i_c)的关系如表1所示。

表1中小矢量下负载电流与中点电流的关系

小矢量	io	小矢量	io	中矢量	io
						0-1-1	-ia	100	ia	10-1	-ib
101	-ib	0-10	ib	1-10	-ic
						-1-10	-ic	001	ic	0-11	-ia
011	-ia	-100	ia	-101	-ib
						-10-1	-ib	010	ib	-110	-ic
110	-ic	00-1	ic	01-1	-ia

根据电容电流i_dc1、i_dc2、中点电流i_o的参考方向，可得：

$\left\{\begin{array}{c}{i}_{dc1}=C_1\frac{{\mathrm{du}}_{dc1}}{dt}\\ i_{dc2}=C_2\frac{{\mathrm{du}}_{dc2}}{dt}\\ i_o=i_{dc2}-i_{dc1}\end{array}\right.---\left(1\right)$

假设C₁＝C₂＝C，式(1)可以简化得到式(2)。

$u_{dc1}-u_{dc2}=-\frac{i_o}{C}\mathrm{\&Delta;}T=-\frac{Q}{C}---\left(2\right)$

式中，ΔT为中点电流极性保持不变的持续时间，Q为流进中点的电荷量。由式(2)可知，可以通过改变流进中点电荷量Q来调节中点电位平衡。

当u_dc1＞u_dc2，即电容电压差值Δu＞0时，令Q＝-abs(Q)(abs(·)为绝对值函数)，则通过增加流进中点电荷量来调节中点电位，设流进中点电荷变化量为ΔQ，此时ΔQ＞0，由式(3)可知，电容电压差值Δu减小趋近于零。

$\mathrm{\&Delta;}u=-\frac{Q+\mathrm{\&Delta;}Q}{C}=\frac{abs\left(Q\right)-\mathrm{\&Delta;}Q}{C}---\left(3\right)$

当u_dc1＜u_dc2，即电容电压差值Δu＜0时，令Q＝abs(Q)，则可以通过减少流进中点电荷量来实现中点平衡，此时ΔQ＜0，由式(4)可知，电容电压差值Δu增大趋近于零。

$\mathrm{\&Delta;}u=-\frac{Q+\mathrm{\&Delta;}Q}{C}=\frac{-abs\left(Q\right)-\mathrm{\&Delta;}Q}{C}---\left(4\right)$

当中点电位不平衡时，可以通过改变流进中点电荷量来均衡电容电压，本发明从中点电流出发，综合考虑中点电流极性、三相原始调制波极性以及电容电压差值，提出了一种基于中点电流的三电平NPC逆变器中点电位均衡控制方法，以达到均衡中点电位的目的，图2给出了本发明所提的基于中点电流的三电平NPC逆变器中点电位均衡控制方法的控制结构框图，控制流程具体方法如下：

步骤1、实时采样三电平NPC逆变器主电路直流侧母线电容电压u_dc1、u_dc2和中点电流i_o，将采样得到的电容电压u_dc1和u_dc2接入求和电路J，经过差运算得到电容电压差值Δu。

步骤2、将电容电压差值Δu，中点电流i_o以及三相原始调制波(v_ma、v_mb、v_mc)送入中点电位调节器，得到三相调制波(v_ma′、v_mb′、v_mc′)，具体实现算法如下：

${v^{\&prime;}}_{mk}=\left\{\begin{array}{cc}{v}_{mk}+sign\&lsqb;v_{mk}\&rsqb;sign\&lsqb;i_o\&rsqb;\mathrm{\&Delta;}u& 0\&le;m\&le;\sqrt{3}/3\\ v_{mk}-sign\&lsqb;v_{mk}\&rsqb;sign\&lsqb;i_o\&rsqb;\mathrm{\&Delta;}u& \sqrt{3}/3<m\&le;1\end{array}\right.---\left(5\right)$

式中，v_mk(k＝a，b，c)为三相原始调制波，v_mk′(k＝a，b，c)为三相调制波，sign[·]为符号函数，其定义如下：

$sign\&lsqb;p\&rsqb;=\left\{\begin{array}{cc}1& p\&GreaterEqual;0\\ -1& p<0\end{array}\right.---\left(6\right)$

根据中点电位调节器实现算法可知，在调制比m大于和调制比m小于等于时，三相原始调制波的调节方法有所差异。以a相为例，当调制比m大于时，在a相原始调制波v_ma上减去均压调节量sign[v_ma]sign[i_o]Δu；当调制比m小于等于时，在a相原始调制波v_ma上加上均压调节量sign[v_ma]sign[i_o]Δu。

步骤3、将三相调制波(v_ma′、v_mb′、v_mc′)分别与三角载波C_up和三角载波C_down进行比较，得到a相开关管的驱动信号PWMa，b相开关管的驱动信号PWMb和c相开关管的驱动信号PWMc，以控制逆变器开关管的工作状态，从而实现对中点电位的调节。其中，三角载波C_up位于零参考之上，最小值为0，三角载波C_down位于零参考线之下，最大值为0，两者幅值、频率、相位均相同。以a相为例，当a相调制波v_ma′大于三角载波C_up时，则a相输出正电平，对应的输出电平状态为1，此时开关管Q_a1、Q_a２开通；当a相调制波v_ma′小于三角载波C_up，大于三角载波C_down时，则a相输出零电平，对应的输出电平状态为0，此时开关管Q_a2、Q_a3开通；当a相调制波v_ma′小于三角载波C_down时，则a相输出负电平，对应的输出电平状态为-1，此时开关管Q_a3、Q_a4开通。

根据以上步骤即可对三电平NPC逆变器中点电位进行控制。

本发明的基于中点电流的三电平NPC逆变器中点电位均衡控制方法可以有效地均衡中点电位。图3为本发明方法应用于电容电压差值Δu大于零，调制比m大于功率因数角为0°时，某三角载波周期内三电平NPC逆变器三相输出电平状态的调节效果。图中t₁～t₄为三相输出电平状态组合的持续时间，Δt为输出电平状态时间变化量，且Δt与电容电压差值Δu的关系为：

Δt＝ΔuT_s/2(7)

式中T_s为一个三角载波周期。

由式(5)可知，当调制比时，在调制波正半周期内，若中点电流i_o＞0，则在三相原始调制波(v_ma、v_mb、v_mc)上减去电容电压差值Δu，若中点电流i_o＜0，则在三相原始调制波(v_ma、v_mb、v_mc)上加上电容电压差值Δu，在调制波负半周期内，三相原始调制波的调节方向与在调制波正半周期时相反。在图3所示三角载波周期内，应用本发明方法调节前后，(110)状态时间由2t₁变为2t₁-2Δt，(100)状态时间由2t₂变为2t₂+2Δt，(10-1)状态时间由2t₃变为2t₃+2Δt，(00-1)状态时间由t₄变为t₄-2Δt。

结合表1中点电流与负载电流的关系，可以计算得到图3所示三角载波周期内，应用本发明方法调节前后流进中点电荷量Q₁和Q₁′为：

Q₁＝-2i_ct₁+2i_at₂-2i_bt₃+i_ct₄＝i_c(2t₁-t₄)+2i_at₂-2i_bt₃(8)

Q₁′＝-i_c(2t₁-2Δt)+i_a(2t₂+2Δt)-i_b(2t₃+2Δt)+i_c(t₄-2Δt)]

(9)

＝-i_c(2t₁-t₄)+2i_at₂-2i_bt₃+2(i_a-i_b)Δt

根据式(8)和式(9)，在图3所示三角载波周期内，当Δu＞0时，经过本发明的方法调节后，流进中点电荷变化量ΔQ₁为：

ΔQ₁＝Q₁′-Q₁＝2(i_a-i_b)Δt＝Δu(i_a-i_b)T_s(10)

由图3可知，调制波v_ma′＞v_mb′，在功率因数角为0°时，负载电流i_a＞i_b，根据式(10)可以得到ΔQ₁＞0，由式(3)可知Δu减小趋于零，从而实现对电容电压的均衡调节。

图4为本发明方法应用于电容电压差值Δu大于零，调制比m小于等于功率因数角为0°时，某三角载波周期内三电平NPC逆变器三相输出电平状态的调节效果。根据式(5)，当调制比时，在调制波正半周期内，若中点电流i_o＞0，则在三相原始调制波(v_ma、v_mb、v_mc)上加上电容电压差值Δu，若中点电流i_o＜0，则在三相原始调制波(v_ma、v_mb、v_mc)上减去电容电压差值Δu，在调制波负半周期内，三相原始调制波的调节方向与在调制波正半周期时相反。从图4可以看到，图中存在不能由式(5)确定调节方向的过渡区，但是过渡区持续时间相对于三角载波周期很短，此处认为过渡区的输出电平状态组合为(000)。结合表1和图4，同样可以计算得到在图4所示三角载波周期内，应用本发明方法调节前后流进中点电荷量Q₂和Q₂′为：

Q₂＝-2i_ct₁+2i_at₂+i_ct₄＝-i_c(2t₁-t₄)+2i_at₂(11)

Q₂′＝-i_c(2t₁+2Δt)+2i_at₂+i_c(t₄-2Δt)

(12)

＝-i_c(2t₁-t₄)+2i_at₂-4i_cΔt

根据式(11)和式(12)，在图4所示三角载波周期内，当电容电压差值Δu＞0时，经过本发明的方法调节后，流进中点电荷变化量ΔQ₂为：

ΔQ₂＝Q₂′-Q₂＝-4i_cΔt＝-2Δui_cT_s(13)

在功率因数角为0°时，负载电流i_c＜0，因此流进中点电荷变化量ΔQ₂＞0，根据式(3)，Δu减小趋于零，电容电压得到很好的均衡控制。

因此，综合考虑中点电流极性、电容电压差值、三相原始调制波的极性来对三相原始调制波(v_ma、v_mb、v_mc)进行调节，得到三相调制波(v_ma′、v_mb′、v_mc′)，将调制波与三角载波做比较输出PWM开关信号，以控制逆变器开关管的工作状态，即可实现对中点电位的控制。

图5是应用本发明方法后，电容电压均衡控制效果图。对本发明方法利用MATLAB/Simulink进行仿真验证，仿真参数为：直流侧母线电压U_dc＝360V，母线电容C₁和C₂的值均为1mF，调制比m＝0.9，三角载波频率为5kHz，负载电阻24Ω。设置母线电容C₁和C₂的电容电压u_dc1和u_dc2的初始值分别为160V和200V，从图中可以看出，应用本发明的方法后，电容电压u_dc1和u_dc2的直流偏差得到有效的抑制，两电容电压值快速趋于稳定值180V，最终达到电容电压均衡，且整个过程的调节时间仅为0.04s。可见本发明的基于中点电流的三电平NPC逆变器中点电位均衡控制方法对中点电位具有很好的控制作用。

本领域的技术人员容易理解，以上所述仅为本发明的较佳实施例而己，并不用以限制本发明，凡在本发明的精神和原则之内所作的任何修改、等同替换和改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。

Claims (1)

1.一种基于中点电流的三电平NPC逆变器中点电位均衡控制方法，其特征在于：

实时采样三电平NPC逆变器主电路直流侧母线电容电压u_dc1、电容电压u_dc2和中点电流i_o，将采样得到的电容电压u_dc1和u_dc2接入求和电路J，经过差运算得到电容电压差值Δu，将电容电压差值Δu，中点电流i_o，a相原始调制波v_ma，b相原始调制波v_mb以及c相原始调制波v_mc送入中点电位调节器，得到a相调制波v_ma′，b相调制波v_mb′和c相调制波v_mc′，用得到的a相调制波v_ma′，b相调制波v_mb′和c相调制波v_mc′分别与三角载波C_up和三角载波C_down进行比较，得到a相开关管的驱动信号PWMa，b相开关管的驱动信号PWMb和c相开关管的驱动信号PWMc，以控制逆变器开关管的开关状态，从而实现对中点电位的调节，

其中，中点电位调节器的具体实现算法如下：

${v^{\&prime;}}_{mk}=\left\{\begin{array}{cc}{v}_{mk}+sign\&lsqb;v_{mk}\&rsqb;sign\&lsqb;i_o\&rsqb;\mathrm{\&Delta;}u& 0\&le;m\&le;\sqrt{3}/3\\ v_{mk}-sign\&lsqb;v_{mk}\&rsqb;sign\&lsqb;i_o\&rsqb;\mathrm{\&Delta;}u& \sqrt{3}/3<m\&le;1\end{array}\right.$

式中，v_mk(k＝a，b，c)为三相原始调制波，v_mk′(k＝a，b，c)为三相调制波，sign[·]为符号函数，其定义为 $sign\&lsqb;p\&rsqb;=\left\{\begin{array}{cc}1& p\&GreaterEqual;0\\ -1& p<0\end{array}\right..$