CN104158212B - 一种多电平光伏发电系统拓扑结构及其控制方法 - Google Patents

Abstract

本发明涉及一种多电平光伏发电系统拓扑结构及其控制方法，包括M个光伏阵列及其升压型DC/DC变换器、3n个隔离型反激式DC/DC变流器以及3n个H桥电压源逆变器；通过采用超级电容直流母线电压控制器、光伏阵列有功功率计算方法及dq同步坐标系统电流跟踪控制，得到H桥级联多电平电压源逆变器A、B、C三相第1个到第n个H桥电压源逆变器的PWM控制信号；通过隔离型反激式DC/DC变换器控制方法，得到第wk个隔离型反激式DC/DC变换器电力电子开关S₂的PWM控制信号；通过光伏阵列升压型DC/DC变换器控制方法，得到j个升压型DC/DC变换器电力电子开关S₁的PWM控制信号。有益效果在于，克服了现有大规模光伏发电系统接入电网时使用的工频升压变压器体积大、成本高的缺点。

Description

一种多电平光伏发电系统拓扑结构及其控制方法

技术领域

本发明属于光伏发电并网技术领域，涉及一种多电平光伏发电系统拓扑结构及其控制技术领域，具体涉及一种多电平光伏发电系统拓扑结构及其控制方法。

背景技术

光伏发电技术是新能源发电技术领域的重要组成部分，随着电力电子技术和数字信号处理器技术的迅猛发展，光伏并网发电技术已逐渐进入实用化。随着新能源和分布式发电在电力系统渗透率的不断增加，以新拓扑和新控制策略为标志的大规模光伏发电技术成为学术界和工业界的研究热点。1981年Nabae等人提出多电平变换器思想，出现了二极管钳位式、飞跨电容式及H桥级联拓扑结构，并开始应用在大容量交流电机调速系统，为大容量光伏发电系统设计提供了很好的思路。随着新能源规划和智能电网的兴起，大容量、高电压、高可靠性的光伏发电系统拓扑及其控制技术成为业界亟需解决的关键技术问题。

中国专利CN102738825A提出一种基于模块化多电平换流器的光伏并网系统，该拓扑将光伏阵列通过单一的升压斩波电路接入直流母线，由于受制于升压斩波电路开关器件的耐压和容量限制，该拓扑难以应用于高电压、大容量光伏发电系统；中国专利CN102769398A将光伏阵列、升压斩波电路及半桥逆变电路作为一个子模块，按照模块化多电平换流器拓扑构成多电平光伏发电系统，由于该拓扑每个光伏阵列之间采用串联结构，降低了装置的可靠性，且模块化多电平的上、下桥臂功率不均衡问题将影响交流侧输出电流的波形质量；中国专利CN103828217A提出一种级联H桥的光伏DC/AC逆变器，该拓扑将光伏阵列接入H桥逆变器直流母线，各个光伏阵列按照串联的结构接入交流电网，同样存在可靠性低、交直流之间缺少电气隔离，装置电磁兼容性差的缺点。从现有文献及专利来看，传统的光伏发电系统采用普通的两电平或三电平变流器接入电网，难以适应于高电压、大容量光伏发电系统的技术需求。现有文献及专利未能充分利用多电平拓扑的优势，未综合考虑拓扑结构的可靠性、交直流系统之间的电气隔离、以及高电压大容量工程应用的技术需求。

发明内容

本发明所要解决的技术问题是针对现有技术中存在的大规模光伏发电系统接入电网时使用的工频升压变压器体积大、成本高，且难以对大规模光伏阵列进行统一控制，以及大容量两电平电压源逆变器电流大、开关损耗和导通损耗大等不足，而提出一种多电平光伏发电系统拓扑结构及其控制方法。

本发明解决其技术问题采用的技术方案是：一种多电平光伏发电系统拓扑结构，包括M个光伏阵列及其升压型DC/DC变换器、3n个隔离型反激式DC/DC变流器以及3n个H桥电压源逆变器，所述光伏阵列正极通过各自的升压型DC/DC变换器与统一的直流母线u_dc的正极连接，负极通过各自的升压型DC/DC变换器与统一的直流母线u_dc的负极连接；每个隔离型反激式DC/DC变流器输入端分别与统一的直流母线u_dc的正极连接，输出端分别与每个级联H桥多电平电压源逆变器的直流母线连接。

进一步地，所述光伏阵列的升压型DC/DC变换器采用Boost型拓扑，由防倒灌二极管D₁、电感L₁、储能电容C₁、二极管D₂和绝缘栅双极晶体管S₁构成，所述防倒灌二极管D₁的负极与电感L₁的一端连接；所述电感L₁一端与防倒灌二极管D₁的负极连接，另一端与二极管D₂的正极连接；所述储能电容C₁一端与防倒灌二极管D₁的负极连接，另一端与绝缘栅双极晶体管S₁的发射极连接，所述二极管D₂的负极与直流母线u_dc的正极连接；所述绝缘栅双极晶体管S₁的集电极与二极管D₂的正极连接，发射极与直流母线u_dc的负极连接。

进一步地，所述隔离型反激式DC/DC变换器由隔离变压器、原边绝缘栅双极晶体管S₂、副边二极管D₃构成，所述隔离变压器原边同名端与直流母线u_dc的正极相连，隔离变压器原边非同名端与绝缘栅双极晶体管S₂的集电极连接，隔离变压器副边非同名端与二极管D₃的正极连接；所述原边绝缘栅双极晶体管S₂的集电极与隔离变压器原边非同名端相连，发射极与直流母线u_dc的负极连接。

进一步地，所述级联H桥多电平电压源逆变器分为A、B、C三相，每相包括n个H桥型电压源逆变器，所述H桥型电压源逆变器由4个绝缘栅双极型晶体管：S₁₁、S₁₂、S₁₃、S₁₄，4个反并联二极管：D₁₁、D₁₂、D₁₃、D₁₄及直流侧电容C₂构成，S₁₁的发射极与S₁₂的集电极连接，S₁₃的发射极与S₁₄的集电极连接，S₁₁、S₁₃的集电极与直流侧电容C₂的正极连接，S₁₂、S₁₄的发射极与直流侧电容C₂的负极连接，S₁₁、S₁₂、S₁₃、S₁₄分别反并联D₁₁、D₁₂、D₁₃、D₁₄；且每个H桥逆变器直流侧通过隔离型反激式DC/DC变换器与直流母线u_dc相连，A、B、C三相均采用n个H桥型电压源逆变器级联拓扑接入对应的三相交流电网，所述交流电网由电感、电阻以及交流电源构成，所述电感、电阻以及交流电源依次连接。

进一步地，所述一种多电平光伏发电系统拓扑结构，还包括超级电容C_S1以及超级电容C_S2，所述超级电容C_S1以及超级电容C_S2与直流母线u_dc两端连接。

本发明还提供了一种多电平光伏发电系统控制方法，通过H桥级联多电平电压源逆变器控制方法，分别得到A、B、C三相第1个到第n个H桥电压源逆变器的PWM控制信号；

通过隔离型反激式DC/DC变换器控制方法，得到第w相第k个隔离型反激式DC/DC变换器电力电子开关S₂的PWM控制信号，所述w代表A、B、C相，k取值范围为1到n；

通过光伏阵列升压型DC/DC变换器控制方法，得到j个升压型DC/DC变换器电力电子开关S₁的PWM控制信号，所述j的取值为1到M。

进一步地，所述H桥级联多电平电压源逆变器控制方法包括如下步骤：

采用锁相环从电网电压u_a、u_b、u_c中提取电网电压相位θ_PLL，将A、B、C三相H桥级联多电平变流器的输出电流i_a、i_b、i_c经过ABC静止坐标到dq同步坐标转换：

$\left[\begin{array}{c}{i}_d\\ i_q\end{array}\right]=\sqrt{\frac{2}{3}}\left[\begin{array}{ccc}{\cos \mathrm{\θ}}_{\mathrm{PLL}}& \cos ({\mathrm{\θ}}_{\mathrm{PLL}}-\frac{2\mathrm{\π}}{3})& \cos ({\mathrm{\θ}}_{\mathrm{PLL}}+\frac{2\mathrm{\π}}{3})\\ -\sin {\mathrm{\θ}}_{\mathrm{PLL}}& -\sin ({\mathrm{\θ}}_{\mathrm{PLL}}-\frac{2\mathrm{\π}}{3})& -\sin ({\mathrm{\θ}}_{\mathrm{PLL}}+\frac{2\mathrm{\π}}{3})\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{i}_a\\ i_b\\ i_c\end{array}\right]---\left(1\right)$

其中，i_d、i_q为同步坐标系统下d、q轴电流，θ_PLL为锁相环捕获的电网电压相位信息；

求取超级电容C_S1和C_S2构成的直流母线电压参考值u_dc,ref与直流母线电压实际值u_dc的偏差：

u_dc,err＝u_dc,ref-u_dc(2)

将u_dc,err作为直流母线电压控制器的输入信号，其中直流母线电压控制器为：

$G_{\mathrm{dc}1}\left(s\right)=k_{p,\mathrm{dc}1}+\frac{k_{i,\mathrm{dc}1}}{s}---\left(3\right)$

其中，s为拉普拉斯算子，k_p,dc1、k_i,dc1分别为直流母线电压控制器的比例、积分系数，直流母线电压控制器输出量i_d,ref1为H桥级联多电平逆变器d轴第一个电流参考值i_d,ref1，通过光伏阵列有功功率计算方法计算出多电平变流器d轴第二个电流参考量i_d,ref2，求取i_d,ref1、i_d,ref2和电网电流d轴分量i_d的偏差量：

i_d,err＝i_d,ref1+i_d,ref2-i_d(4)

将d轴电流偏差量i_d,err作为比例积分电流控制器的输入量，其中d轴电流控制器为：

$G_{\mathrm{cc},d}\left(s\right)=k_{p,d}+\frac{k_{i,d}}{s}---\left(5\right)$

其中，k_p,d、k_i,d分别为d轴电流控制器的比例、积分系数；

多电平光伏发电系统d轴控制信号的电压参考值u_cd,ref表示为：

u_cd,ref＝u_d+u_1d+u_q,ff(6)

其中，u_1d为d轴电流控制器输出信号，u_d为电网电压d轴分量，u_q,ff为q轴电流量i_q前馈分量，u_q,ff表示为：

u_q,ff＝ωL_si_q(7)

其中，ω为电网频率，L_s为多电平变流器交流侧电感量。采用类似的方法，求取q轴电流参考值i_q,ref和电网电流q轴分量i_q的偏差量：

i_q,err＝i_q,ref-i_q(8)

将q轴电流偏差量i_q,err作为比例积分电流控制器的输入量，其中q轴电流控制器为：

$G_{\mathrm{cc},q}\left(s\right)=k_{p,q}+\frac{k_{i,q}}{s}---\left(9\right)$

其中，k_p,q、k_i,q分别为q轴电流控制器的比例、积分系数；

多电平光伏发电系统q轴控制信号的电压参考值u_cq,ref表示为：

u_cq,ref＝u_q+u_1q-u_d,ff(10)

其中，u_1q为q轴电流控制器输出信号，u_q为电网电压q轴分量，u_d,ff为d轴电流量i_d前馈分量，u_d,ff表示为：

u_d,ff＝ωL_si_d(11)

将d、q轴控制信号参考量u_cd,ref、u_cq,ref进行dq同步坐标到ABC静止坐标变换:

$\left[\begin{array}{c}{u}_{a,\mathrm{ref}}\\ u_{b,\mathrm{ref}}\\ u_{c,\mathrm{ref}}\end{array}\right]=\sqrt{\frac{2}{3}}\left[\begin{array}{cc}{\cos \mathrm{\θ}}_{\mathrm{PLL}}& -{\sin \mathrm{\θ}}_{\mathrm{PLL}}\\ \cos ({\mathrm{\θ}}_{\mathrm{PLL}}-\frac{2\mathrm{\π}}{3})& -\sin ({\mathrm{\θ}}_{\mathrm{PLL}}-\frac{2\mathrm{\π}}{3})\\ \cos ({\mathrm{\θ}}_{\mathrm{PLL}}+\frac{2\mathrm{\π}}{3})& -\sin ({\mathrm{\θ}}_{\mathrm{PLL}}+\frac{2\mathrm{\π}}{3})\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{u}_{\mathrm{cd},\mathrm{ref}}\\ u_{\mathrm{cq},\mathrm{ref}}\end{array}\right]---\left(12\right)$

其中，u_a,ref、u_b,ref、u_c,ref分别为A、B、C三相静止坐标下控制信号参考量，将这三个控制信号分别在A、B、C三相静止坐标下进行载波移相PWM调制，每相第k个H桥的PWM载波移相角度为π/k，分别得到A、B、C三相第1个到第n个H桥逆变器的PWM控制信号。

进一步地，所述隔离型反激式DC/DC变换器控制方法包括以下步骤：

求取第w相、第k个H桥逆变器直流母线电压参考值u_wk,ref与实际值u_wk的偏差信号：

u_wk,err＝u_wk,ref-u_wk(13)

将偏差信号u_wk,err通过比例积分电压控制器：

$G_{\mathrm{fb}}\left(s\right)=k_{p,\mathrm{fb}}+\frac{k_{i,\mathrm{fb}}}{s}---\left(14\right)$

其中，k_p,fb、k_i,fb分别为反激式DC/DC变换器电压控制器的比例、积分系数，其输出量d_wk与高频载波进行比较运算，得到第wk个隔离型反激式DC/DC变换器电力电子开关S₂的PWM控制信号。

进一步地，所述光伏阵列升压型(Boost型)DC/DC变换器控制方法包括以下步骤：将光伏阵列输出电压u_PV,j和输出电流i_PV,j作为输入信号，采用最大功率跟踪算法即MPPT，得到输出信号为u_j,ref，求取u_j,ref与u_PV,j的偏差信号：

u_PV,err＝u_j,ref-u_PV,j(15)

将偏差信号u_PV,err通过比例积分电压控制器：

$G_{\mathrm{Cj}}\left(s\right)=k_{p,\mathrm{Cj}}+\frac{k_{i,\mathrm{Cj}}}{s}---\left(16\right)$

其中，k_p,Cj、k_i,Cj分别为第j个升压型(Boost型)DC/DC变换器电容C₁电压控制器的比例、积分系数，比例积分电压控制器G_Cj(s)的输出信号i_Cj,ref为第j个升压型(Boost型)DC/DC变换器电容C₁的参考电压，将i_Cj,ref与i_PV,j求差，得第j个升压型(Boost型)DC/DC变换器电感L₁的参考电流为：

i_Lj,ref＝i_Cj,ref-i_PV,j(17)

将i_Lj,ref与电感L₁电流i_Lj求差，得电感L₁电流偏差信号参考值：

i_Lj,err＝i_Lj,ref-i_Lj(18)

将偏差信号i_Lj,err通过比例积分电压控制器：

$G_{\mathrm{Lj}}\left(s\right)=k_{p,\mathrm{Lj}}+\frac{k_{i,\mathrm{Lj}}}{s}---\left(19\right)$

其中，k_p,Lj、k_i,Lj分别为第j个升压型(Boost型)DC/DC变换器电感L₁电流控制器的比例、积分系数,将其输出量d_PV,j与高频载波进行比较运算，得到j个升压型(Boost型)DC/DC变换器电力电子开关S₁的PWM控制信号。

进一步的，所述光伏阵列有功功率计算方法包括以下步骤：将第j个光伏阵列输出电压u_PV,j和输出电流i_PV,j作为输入信号，求取从j＝1到j＝M总共M个光伏阵列总的有功功率为：

$p_{\mathrm{PV}}=\underset{j=1}{\overset{M}{\mathrm{\Σ}}}{u}_{\mathrm{PV},j}\·i_{\mathrm{PV},j}---\left(20\right)$

将光伏阵列中的有功功率p_PV通过低通滤波器：

$G_{\mathrm{LPF}}\left(s\right)=\frac{1}{1+{\mathrm{\τ}}_{\mathrm{LPF}}s}---\left(21\right)$

其中，s为拉普拉斯算子，τ_LPF为低通滤波器的时间常数。该低通滤波器的输出信号为光伏阵列有功功率的平均值p_PV,av，多电平光伏变流器d轴电流的第二个参考信号为：

$i_{d,\mathrm{ref}2}=\frac{p_{\mathrm{PV},\mathrm{av}}}{u_{\mathrm{dc},\mathrm{ref}}}---\left(22\right)$

其中，u_dc,ref为超级电容C_S1和C_S2直流母线u_dc的电压参考值。

通过采用上述控制算法，确保了各个光伏阵列工作在各自的最大功率点，实现了多个光伏阵列的独立并联运行。

本发明的有益效果：本发明提出的一种多电平光伏发电系统拓扑结构及其控制方法，克服了现有大规模光伏发电系统接入电网时使用的工频升压变压器体积大、成本高，且难以对大规模光伏阵列进行统一控制的缺点，克服了大容量两电平电压源逆变器电流大、开关损耗和导通损耗大等问题，该拓扑包括M个光伏阵列及其升压型(Boost型拓扑)DC/DC变换器、3n个隔离型反激式DC/DC变流器、以及3n个H桥电压源逆变器，每个隔离型反激式DC/DC变流器分别与直流母线u_dc和每个H桥电压型逆变器的直流母线相连接，减少了装置体积、降低了成本，同时充分发挥了H桥级联多电平变流器拓扑的优势，避免了采用体积大、成本高的工频变压器；A、B、C三相均采用n个H桥型电压源逆变器级联拓扑接入交流电网，各个H桥逆变器直流母线通过隔离型反激式DC/DC变换器与统一的直流母线u_dc相连接，其两端接入超级电容C_S1、C_S2以稳定直流母线电压、改善系统稳定性；隔离型反激式DC/DC变换器在斩波升压的同时，实现了直流母线u_dc与各个H桥逆变器的电气隔离，改善了装置的电磁兼容性；M个光伏阵均通过独立的升压型DC/DC变换器接入直流母线u_dc，实现了各个光伏阵列独立运行控制及最大功率跟踪算法，提高了装置的运行可靠性，另外本发明还实现了大容量光伏发电系统直接接入中压电网的技术要求，为大容量光伏发电系统的工程应用提供了新的方法。

说明书附图

图1为本发明实施例一种多电平光伏发电系统拓扑结构的结构框图。

图2为本发明实施例一种多电平光伏发电系统控制方法的H桥级联多电平电压源逆变器控制方法算法框图。

图3为本发明实施例一种多电平光伏发电系统控制方法的两个DC/DC变换器的控制算法框图；其中，(a)为隔离型反激式DC/DC变换器控制方法算法框图；(b)为光伏阵列升压型DC/DC变换器控制方法算法框图。

图4为本发明实施例一种多电平光伏发电系统控制方法各个环节直流电压的波形图；其中，(a)为光伏阵列输出电压u_PV,j波形图；(b)为直流母线电压u_dc波形图；(c)为A相各个H桥逆变器直流母线电压u_aj波形图，其中j为1至n的自然数；(d)为B相各个H桥逆变器直流母线电压u_bj波形图，其中j为1至n的自然数；(e)为C相各个H桥逆变器直流母线电压u_cj波形图，其中j为1至n的自然数。

图5为本发明实施例一种多电平光伏发电系统控制方法发出有功功率的波形图；其中，(a)为多电平变流器d、q轴电流i_d、i_q波形图；(b)为多电平变流器交流侧电流i_a、i_b、i_c波形图；(c)为交流侧电网电压u_a、u_b、u_c波形；(d)为多电平变流器交流侧输出电压x_aN、x_bN、x_cN波形图。

图6为本发明实施例一种多电平光伏发电系统控制方法发出无功功率的波形图；其中，(a)为多电平变流器d、q轴电流i_d、i_q波形图；(b)为多电平变流器交流侧电流i_a、i_b、i_c波形图；(c)为交流侧电网电压u_a、u_b、u_c波形；(d)为多电平变流器交流侧输出电压x_aN、x_bN、x_cN波形图。

具体实施方式

下面结合附图对本发明的实施例作进一步的说明，本实施例在以本发明技术方案为前提下进行实施，给出了详细的实施方式和具体的操作过程，但本发明的保护范围不限于下述的实施例。

图1为本发明实施例一种多电平光伏发电系统拓扑结构的结构框图，包括M个光伏阵列及其升压型DC/DC变换器、3n个隔离型反激式DC/DC变流器以及3n个H桥电压源逆变器，所述光伏阵列正极通过各自的升压型DC/DC变换器与统一的直流母线u_dc的正极连接，负极通过各自的升压型DC/DC变换器与统一的直流母线u_dc的负极连接；每个隔离型反激式DC/DC变流器输入端分别与统一的直流母线u_dc的正极连接，输出端分别与每个级联H桥多电平电压源逆变器的直流母线连接，其中M为光伏阵列及升压型DC/DC变换器个数，n为交流侧A、B、C三相各自包含的级联H桥逆变器个数；如图1所示，i_PV,j为第j个光伏阵列的输出电流，u_PV,j为第j个光伏阵列的输出电压，各个光伏阵列采用相同结构的Boost型拓扑的升压型DC/DC变换器接入统一的直流母线u_dc，C_S1和C_S2为直流母线u_dc两端的超级电容，用以稳定直流母线电压；其中与各个光伏阵列相连的升压型DC/DC变换器由防倒灌二极管D₁、储能电容C₁、电感L₁、二极管D₂和绝缘栅双极晶体管S₁构成，隔离型反激式DC/DC变换器包括隔离变压器、原边绝缘栅双极晶体管S₂、副边二极管D₃。

此外，C₂为各个H桥逆变器直流侧电容；u_a1～u_an为A相各个H桥逆变器直流母线电容电压，u_b1～u_bn为B相各个H桥逆变器直流母线电容电压，u_c1～u_cn为C相各个H桥逆变器直流母线电容电压；x_a1～x_an为A相各个H桥逆变器交流侧输出电压，x_b1～x_bn为B相各个H桥逆变器交流侧输出电压，x_c1～x_cn为C相各个H桥逆变器交流侧输出电压；x_aN、x_bN、x_cN分别为A相、B相、C相H桥级联多电平变流器的输出电压；L_s、R_s分别为各相并网电感和等效电阻；i_a、i_b、i_c分别为A相、B相、C相H桥级联多电平变流器的输出电流；u_a、u_b、u_c分别为A相、B相、C相电网电压。

图2为本发明实施例一种多电平光伏发电系统控制方法的H桥电压源逆变器控制方法算法框图。采用锁相环从电网电压u_a、u_b、u_c中提取电网电压相位θ_PLL，将A相、B相、C相H桥级联多电平变流器的输出电流i_a、i_b、i_c经过ABC静止坐标到dq同步坐标转换，得到d、q轴电流i_d、i_q，作为电流控制器的输入信号。如图2所示，u_dc,ref为超级电容C_S1和C_S2构成的直流母线电压参考值，将u_dc,ref与直流母线电压实际值u_dc的偏差通过直流母线电压控制器，其输出量i_d,ref为H桥级联多电平逆变器d轴电流参考值；

进一步地，将直流母线电压控制器的输出信号i_d,ref和电网电流d轴分量i_d的偏差量作为比例积分电流控制器的输入量，其输出量为u_1d；将电网电压d轴分量u_d、比例积分电流控制器的输出量u_1d和q轴电流量i_q前馈分量u_q,ff求和，则d轴控制信号的参考值u_cd,ref可表示为：u_cd,ref＝u_d+u_1d+u_q,ff

采用与求取d轴控制信号的参考值u_cd,ref类似的方法，将电网电流q轴分量参考值i_q,ref和电网电流q轴分量i_q的偏差量作为比例积分电流控制器的输入量，其输出量为u_1q；将电网电压q轴分量u_q、比例积分电流控制器的输出量u_1q和d轴电流量i_d前馈分量u_d,ff进行运算，则q轴控制信号的参考值u_cq,ref为：u_cq,ref＝u_q+u_1q-u_d,ff

进一步地，将d、q轴控制信号参考量u_cd,ref、u_cq,ref进行dq同步坐标到ABC静止坐标变换，得到A、B、C三相静止坐标下控制信号参考量u_a,ref、u_b,ref、u_c,ref；将这三个控制信号分别在A、B、C三相静止坐标下进行载波移相PWM调制，每相第k个H桥的PWM载波移相分量为π/k，分别得到A、B、C三相第1个到第n个H桥逆变器的PWM控制信号。

图3为本发明实施例一种多电平光伏发电系统控制方法的两个DC/DC变换器的控制算法框图；其中，(a)为隔离式DC/DC变换器控制方法算法框图，如图3中(a)所示，u_wk为第w相第k个H桥逆变器直流母线电压，w代表A、B、C相，u_wk,ref为第w相、第k个H桥逆变器直流母线电压参考值，u_wk,ref和u_wk的偏差通过比例积分电压控制，将其输出量d_wk与高频载波进行比较运算，得到第wk个隔离型反激式DC/DC变换器电力电子开关S₂的PWM控制信号。通过采用隔离型反激式DC/DC变换器，一方面使得多电平逆变器与直流系统之间进行电气隔离，另一方面实现了各个H桥逆变器直流母线电容电压u_wk为恒定值的目标，改善了级联H桥多电平逆变器运行稳定性、提高了输出波形质量。

图3为本发明实施例一种多电平光伏发电系统控制方法的两个DC/DC变换器的控制算法框图；其中(b)为光伏阵列升压型DC/DC变换器控制方法算法框图，如图3中(b)所示，i_PV,j为第j个光伏阵列的输出电流，u_PV,j为第j个光伏阵列的输出电压，各个光伏阵列采用相同结构的升压型DC/DC变换器接入统一的直流母线u_dc，C_S1和C_S2为直流母线u_dc两端的超级电容，用以稳定直流母线电压。将u_PV,j和i_PV,j作为输入信号，采用最大功率跟踪算法即MPPT，其输出量为u_j,ref；下一步，采用比例积分电压控制器调节u_j,ref与u_PV,j的偏差信号，其输出量i_Cj,ref为第j个升压型DC/DC变换器电容C₁的参考电压，求取i_Cj,ref和i_PV,j的偏差信号i_Lj,ref，即为第j个升压型DC/DC变换器电感L₁的参考电流；下一步，采用比例积分电流控制器调节i_Lj,ref与电感L₁电流i_Lj的偏差信号，将其输出量d_PV,j与高频载波进行比较运算，得到j个升压型DC/DC变换器电力电子开关S₁的PWM控制信号。通过采用上述控制算法，确保了各个光伏阵列工作在各自的最大功率点，实现了多个光伏阵列的独立并联运行。

图4为本发明实施例一种多电平光伏发电系统控制方法各个环节直流电压的波形图，如图4所示，u_PV,1为采用最大功率跟踪算法即MPPT后第1个光伏阵列的输出电压，u_dc为直流母线电压，u_ak(k＝1～n)为A相各个H桥逆变器直流母线电压，u_bk(k＝1～n)为B相各个H桥逆变器直流母线电压，u_ck(k＝1～n)为C相各个H桥逆变器直流母线电压；为了表示光照强度的时变性，光伏阵列输出电压u_PV,1为时变信号，从图4看出，当t<0.2s时，直流母线电压控制器未投入运行，因此u_dc波形随着光伏输出电压平均值为400V，其幅值波动量为40V；A相、B相、C相级联多电平变流器各个的H桥逆变器直流母线电压平均值为800V，其幅值波动量为120V；当t＝0.2s时，直流母线电压控制器开始投入运行，u_dc波形的幅值开始进入平稳状态，其幅值波动量降低为5V；A相、B相、C相级联多电平变流器各个H桥逆变器直流母线的电压平均值为800V，幅值波动量降低为20V，表明直流母线电压控制算法有效地抑制了多电平光伏发电系统的各个直流母线电压波动量，改善了系统稳定性、提高了交流系统输出电流、输出电压的波形质量。

图5为本发明实施例一种多电平光伏发电系统控制方法发出有功功率的波形图，如图5所示，i_d、i_q分别为多电平变流器d、q轴电流，i_a、i_b、i_c分别为多电平变流器交流侧电流，u_a、u_b、u_c分别为交流侧电网电压，x_aN、x_bN、x_cN分别为多电平变流器交流侧输出电压；从图5看出，级联多电平变流器q轴电流为0A，当t＝0.1s时，d轴电流从50A跳变到100A；同时，多电平变流器交流侧电流i_a、i_b、i_c幅值在t＝0.1s时从50A跳变到100A，且跳变前后,输出电流i_a、i_b、i_c与交流电网电压u_a、u_b、u_c保持同相位；多电平变流器交流侧输出电压x_aN、x_bN、x_cN在电流跳变前后，其波形均为9电平，其相位分别与交流侧电网电压u_a、u_b、u_c相同。

图6为本发明实施例一种多电平光伏发电系统控制方法发出无功功率的波形图，如图6所示，i_d、i_q分别为多电平变流器d、q轴电流，i_a、i_b、i_c分别为多电平变流器交流侧电流，u_a、u_b、u_c分别为交流侧电网电压，x_aN、x_bN、x_cN分别为多电平变流器交流侧输出电压；从图6看出，级联多电平变流器d轴电流为0A，当t＝0.1s时，q轴电流从50A跳变到-50A，表明光伏发电系统从发出无功功率到吸收无功的跳变；当t<0.1s时，三相交流电流i_a、i_b、i_c分别超前电网电压u_a、u_b、u_c的角度为90度，当t>0.1s时，三相交流电流i_a、i_b、i_c分别滞后电网电压u_a、u_b、u_c的角度为90度；多电平变流器交流侧输出电压x_aN、x_bN、x_cN在电流跳变前后，其波形从7电平变成9电平，其相位分别与交流侧电网电压u_a、u_b、u_c相同。

本领域的普通技术人员将会意识到，这里所述的实施例是为了帮助读者理解本发明的原理，应被理解为本发明的保护范围并不局限于这样的特别陈述和实施例。本领域的普通技术人员可以根据本发明公开的这些技术启示做出各种不脱离本发明实质的其它各种具体变形和组合，这些变形和组合仍然在本发明的保护范围内。

Claims (10)

1.一种多电平光伏发电系统拓扑结构，其特征在于，包括M个光伏阵列及其升压型DC/DC变换器、3n个隔离型反激式DC/DC变流器以及3n个H桥电压源逆变器，所述光伏阵列正极通过各自的升压型DC/DC变换器与统一的直流母线u_dc的正极连接，负极通过各自的升压型DC/DC变换器与统一的直流母线u_dc的负极连接；每个隔离型反激式DC/DC变流器输入端分别与统一的直流母线u_dc的正极连接，输出端分别与每个级联H桥多电平电压源逆变器的直流母线连接，其中M为光伏阵列及升压型DC/DC变换器个数，n为交流侧A、B、C三相各自包含的级联H桥逆变器个数。

2.如权利要求1所述的一种多电平光伏发电系统拓扑结构，其特征在于，所述光伏阵列的升压型DC/DC变换器采用Boost型拓扑，由防倒灌二极管D₁、电感L₁、储能电容C₁、二极管D₂和绝缘栅双极晶体管S₁构成，所述防倒灌二极管D₁的负极与电感L₁的一端连接；所述电感L₁一端与防倒灌二极管D₁的负极连接，另一端与二极管D₂的正极连接；所述储能电容C₁一端与防倒灌二极管D₁的负极连接，另一端与绝缘栅双极晶体管S₁的发射极连接，所述二极管D₂的负极与直流母线u_dc的正极连接；所述绝缘栅双极晶体管S₁的集电极与二极管D₂的正极连接，发射极与直流母线u_dc的负极连接。

3.如权利要求1所述的一种多电平光伏发电系统拓扑结构，其特征在于，所述隔离型反激式DC/DC变换器由隔离变压器、原边绝缘栅双极晶体管S₂、副边二极管D₃构成，所述隔离变压器原边同名端与直流母线u_dc的正极相连，隔离变压器原边非同名端与绝缘栅双极晶体管S₂的集电极连接，隔离变压器副边非同名端与二极管D₃的正极连接；所述原边绝缘栅双极晶体管S₂的集电极与隔离变压器原边非同名端相连，发射极与直流母线u_dc的负极连接。

4.如权利要求1所述的一种多电平光伏发电系统拓扑结构，其特征在于，所述级联H桥多电平电压源逆变器分为A、B、C三相，每相包括n个H桥型电压源逆变器，所述H桥型电压源逆变器由4个绝缘栅双极型晶体管：S₁₁、S₁₂、S₁₃、S₁₄，4个反并联二极管：D₁₁、D₁₂、D₁₃、D₁₄及直流侧电容C₂构成，S₁₁的发射极与S₁₂的集电极连接，S₁₃的发射极与S₁₄的集电极连接，S₁₁、S₁₃的集电极与直流侧电容C₂的正极连接，S₁₂、S₁₄的发射极与直流侧电容C₂的负极连接，S₁₁、S₁₂、S₁₃、S₁₄分别反并联D₁₁、D₁₂、D₁₃、D₁₄；且每个H桥逆变器直流侧通过隔离型反激式DC/DC变换器与直流母线u_dc相连，A、B、C三相均采用n个H桥型电压源逆变器级联拓扑接入对应的三相交流电网，所述交流电网由电感、电阻以及交流电源构成，所述电感、电阻以及交流电源依次连接。

5.如权利要求1所述的一种多电平光伏发电系统拓扑结构，其特征在于，还包括超级电容C_S1以及超级电容C_S2，所述超级电容C_S1以及超级电容C_S2分别与直流母线u_dc两端连接。

6.一种多电平光伏发电系统控制方法，其特征在于，通过H桥级联多电平电压源逆变器控制方法，分别得到A、B、C三相第1个到第n个H桥电压源逆变器的PWM控制信号；

通过隔离型反激式DC/DC变换器控制方法，得到第w相第k个隔离型反激式DC/DC变换器电力电子开关S₂的PWM控制信号，所述w代表A、B、C相，k取值范围为1到n；

通过光伏阵列升压型DC/DC变换器控制方法，得到j个升压型DC/DC变换器电力电子开关S₁的PWM控制信号，所述j的取值为1到M。

7.如权利要求6所述的一种多电平光伏发电系统控制方法，其特征在于，所述H桥级联多电平电压源逆变器控制方法包括如下步骤：

采用锁相环从电网电压u_a、u_b、u_c中提取电网电压相位θ_PLL，将A、B、C三相H桥级联多电平变流器的输出电流i_a、i_b、i_c经过ABC静止坐标到dq同步坐标转换：

$\left[\begin{array}{c}{i}_d\\ i_q\end{array}\right]=\sqrt{\frac{2}{3}}\left[\begin{array}{ccc}{\mathrm{cos\&theta;}}_{PLL}& \cos \left({\mathrm{\&theta;}}_{PLL}-\frac{2\mathrm{\&pi;}}{3}\right)& \cos \left({\mathrm{\&theta;}}_{PLL}+\frac{2\mathrm{\&pi;}}{3}\right)\\ -{\mathrm{sin\&theta;}}_{PLL}& -\sin \left({\mathrm{\&theta;}}_{PLL}-\frac{2\mathrm{\&pi;}}{3}\right)& -\sin \left({\mathrm{\&theta;}}_{PLL}+\frac{2\mathrm{\&pi;}}{3}\right)\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{i}_a\\ i_b\\ i_c\end{array}\right]---\left(1\right)$

其中，i_d、i_q为同步坐标系统下d、q轴电流，θ_PLL为锁相环捕获的电网电压相位信息；

求取超级电容C_S1和C_S2构成的直流母线电压参考值u_dc,ref与直流母线电压实际值u_dc的偏差：

u_dc,err＝u_dc,ref-u_dc(2)

将u_dc,err作为直流母线电压控制器的输入信号，其中直流母线电压控制器为：

$G_{dc1}\left(s\right)=k_{p,dc1}+\frac{k_{i,dc1}}{s}---\left(3\right)$

其中，s为拉普拉斯算子，k_p,dc1、k_i,dc1分别为直流母线电压控制器的比例、积分系数，直流母线电压控制器输出量i_d,ref1为H桥级联多电平逆变器d轴第一个电流参考值i_d,ref1，通过光伏阵列有功功率计算方法计算出多电平变流器d轴第二个电流参考量i_d,ref2，求取i_d,ref1、i_d,ref2和电网电流d轴分量i_d的偏差量：

i_d,err＝i_d,ref1+i_d,ref2-i_d(4)

将d轴电流偏差量i_d,err作为比例积分电流控制器的输入量，其中d轴电流控制器为：

$G_{cc,d}\left(s\right)=k_{p,d}+\frac{k_{i,d}}{s}---\left(5\right)$

其中，k_p,d、k_i,d分别为d轴电流控制器的比例、积分系数；

多电平光伏发电系统d轴控制信号的电压参考值u_cd,ref表示为：

u_cd,ref＝u_d+u_1d+u_q,ff(6)

其中，u_1d为d轴电流控制器输出信号，u_d为电网电压d轴分量，u_q,ff为q轴电流量i_q前馈分量，u_q,ff表示为：

u_q,ff＝ωL_si_q(7)

其中，ω为电网频率，L_s为多电平变流器交流侧电感量；采用类似的方法，求取q轴电流参考值i_q,ref和电网电流q轴分量i_q的偏差量：

i_q,err＝i_q,ref-i_q(8)

将q轴电流偏差量i_q,err作为比例积分电流控制器的输入量，其中q轴电流控制器为：

$G_{cc,q}\left(s\right)=k_{p,q}+\frac{k_{i,q}}{s}---\left(9\right)$

其中，k_p,q、k_i,q分别为q轴电流控制器的比例、积分系数；

多电平光伏发电系统q轴控制信号的电压参考值u_cq,ref表示为：

u_cq,ref＝u_q+u_1q-u_d,ff(10)

其中，u_1q为q轴电流控制器输出信号，u_q为电网电压q轴分量，u_d,ff为d轴电流量i_d前馈分量，u_d,ff表示为：

u_d,ff＝ωL_si_d(11)

将d、q轴控制信号参考量u_cd,ref、u_cq,ref进行dq同步坐标到ABC静止坐标变换:

$\left[\begin{array}{c}{u}_{a,ref}\\ u_{b,ref}\\ u_{c,ref}\end{array}\right]=\sqrt{\frac{2}{3}}\left[\begin{array}{cc}{\mathrm{cos\&theta;}}_{PLL}& -{\mathrm{sin\&theta;}}_{PLL}\\ \cos \left({\mathrm{\&theta;}}_{PLL}-\frac{2\mathrm{\&pi;}}{3}\right)& -\sin \left({\mathrm{\&theta;}}_{PLL}-\frac{2\mathrm{\&pi;}}{3}\right)\\ \cos \left({\mathrm{\&theta;}}_{PLL}+\frac{2\mathrm{\&pi;}}{3}\right)& -\sin \left({\mathrm{\&theta;}}_{PLL}+\frac{2\mathrm{\&pi;}}{3}\right)\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{u}_{cd,ref}\\ u_{cq,ref}\end{array}\right]---\left(12\right)$

其中，u_a,ref、u_b,ref、u_c,ref分别为A、B、C三相静止坐标下控制信号参考量，将这三个控制信号分别在A、B、C三相静止坐标下进行载波移相PWM调制，每相第k个H桥的PWM载波移相角度为π/k，分别得到A、B、C三相第1个到第n个H桥逆变器的PWM控制信号，其中k为1到n的自然数，π为圆周率。

8.如权利要求6所述的一种多电平光伏发电系统控制方法，其特征在于，所述隔离型反激式DC/DC变换器控制方法包括以下步骤：

求取第w相、第k个H桥逆变器直流母线电压参考值u_wk,ref与实际值u_wk的偏差信号：

u_wk,err＝u_wk,ref-u_wk(13)

将偏差信号u_wk,err通过比例积分电压控制器：

$G_{fb}\left(s\right)=k_{p,fb}+\frac{k_{i,fb}}{s}---\left(14\right)$

其中，k_p,fb、k_i,fb分别为反激式DC/DC变换器电压控制器的比例、积分系数，其输出量d_wk与高频载波进行比较运算，得到wk个隔离型反激式DC/DC变换器电力电子开关S₂的PWM控制信号。

9.如权利要求6所述的一种多电平光伏发电系统控制方法，其特征在于，所述光伏阵列升压型(Boost型)DC/DC变换器控制方法包括以下步骤：将第j个光伏阵列输出电压u_PV,j和输出电流i_PV,j作为输入信号，采用最大功率跟踪算法即MPPT，得到输出信号为u_j,ref，求取u_j,ref与u_PV,j的偏差信号：

u_PV,err＝u_j,ref-u_PV,j(15)

将偏差信号u_PV,err通过比例积分电压控制器：

$G_{Cj}\left(s\right)=k_{p,Cj}+\frac{k_{i,Cj}}{s}---\left(16\right)$

其中，k_p,Cj、k_i,Cj分别为第j个升压型(Boost型)DC/DC变换器电容C₁电压控制器的比例、积分系数，比例积分电压控制器G_Cj(s)的输出信号i_Cj,ref为第j个升压型(Boost型)DC/DC变换器电容C₁的参考电压，将i_Cj,ref与i_PV,j求差，得第j个升压型DC/DC变换器电感L₁的参考电流为：

i_Lj,ref＝i_Cj,ref-i_PV,j(17)

将i_Lj,ref与电感L₁电流i_Lj求差，得电感L₁电流偏差信号参考值：

i_Lj,err＝i_Lj,ref-i_Lj(18)

将偏差信号i_Lj,err通过比例积分电压控制器：

$G_{Lj}\left(s\right)=k_{p,Lj}+\frac{k_{i,Lj}}{s}---\left(19\right)$

其中，k_p,Lj、k_i,Lj分别为第j个升压型(Boost型)DC/DC变换器电感L₁电流控制器的比例、积分系数,将其输出量d_PV,j与高频载波进行比较运算，得到j个升压型(Boost型)DC/DC变换器电力电子开关S₁的PWM控制信号。

10.如权利要求7所述的H桥级联多电平电压源逆变器控制方法，其特征在于，所述光伏阵列有功功率计算方法包括以下步骤：将第j个光伏阵列输出电压u_PV,j和输出电流i_PV,j作为输入信号，求取从j＝1到j＝M总共M个光伏阵列总的有功功率为：

$p_{PV}=\underset{j=1}{\overset{M}{\&Sigma;}}{u}_{PV,j}\&CenterDot;i_{PV,j}---\left(20\right)$

将光伏阵列中的有功功率通过低通滤波器：

$G_{LPF}\left(s\right)=\frac{1}{1+{\mathrm{\&tau;}}_{LPF}s}---\left(21\right)$

其中，s为拉普拉斯算子，τ_LPF为低通滤波器的时间常数；通过该低通滤波器求取光伏阵列有功功率的平均值p_PV,av，权利要求7所述的多电平光伏变流器d轴电流的第二个参考信号为：

$i_{d,ref2}=\frac{p_{PV,av}}{u_{dc,ref}}---\left(22\right)$

其中，u_dc,ref为超级电容C_S1和C_S2直流母线u_dc的电压参考值。