CN106374830B - 大功率高升压比光伏直流变流器装置及控制方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种大功率高升压比光伏直流变流器装置及控制方法。它首先提出了一种基于中频400Hz变压器的低成本高效大功率高升压比光伏直流变流器装置，包括多路boost直流升压变换器、模块并联光伏逆变器、中频400Hz三绕组升压变压器、三相二极管整流桥以及高压滤波电路。并据此变流器装置公开了一种控制方法,该控制方法首先利用boost直流升压变换器调节光伏阵列输出端电压，进而调节光伏阵列输出端功率，然后经过模块并联光伏逆变器交直流侧电压和桥臂侧电感电流双环控制将光伏阵列的输出端功率输送到变压器侧，并经过变压器升压变换、二极管整流及高压滤波电路输送到最终的高压直流母线。

Description

大功率高升压比光伏直流变流器装置及控制方法

技术领域

本发明涉及一种光伏直流变流器装置及控制方法，尤其是一种大功率高升压比的光伏直流变流器装置及控制方法。

背景技术

近年来，随着新能源技术的不断发展，光伏电站将继续朝着大功率的方向发展。单个光伏电站容量将达到GW级，交流电缆超过百公里。大量逆变器与长距离电缆的相互耦合，长距离的输送使得系统整体效率下降，投资成本上升，多逆变器之间的耦合问题使得交流电网的稳定性不断下降，超过一定距离时，交流电网的损耗和成本进一步增加。

另一方面，随着电力电子和直流输电技术的发展和成熟，光伏电站采用高压大功率直流升压汇集送出系统成为可能。直流系统可以实现跨地区，跨海区域间不同频率等级的柔性连接，无频率不匹配及失步问题，稳定性更高、无需无功补偿，具有快速的功率控制能力，双向潮流控制更加灵活，跨区域间可以实现能量解耦，更适合波动性大的广域范围内的能源接入及互联，并灵活实现单级，双极或者同级运行；直流线路的“空间电荷效应”使电晕损耗和无线电干扰都比交流线路小，产生的电磁辐射也小，具有环保优势且同样电压等级下输送能力更强、损耗更小。光伏电站直流升压汇集技术，有望成为解决目前光伏电站稳定问题和整体效率低下的有效途径。

作为光伏电站直流升压汇集技术的关键核心装备，大功率高升比直流变流器承担着将输入的光伏直流电汇集到高压直流母线的作用。为此不仅需要进一步研究大功率，高升压比，高效低成本的装置，也要进一步对装置性能进行优化，使得满足稳定性运行及并网性能要求。针对大功率高升压比光伏直流变流器拓扑结构及控制方法问题，国内外的专家学者们提出了一些方法，主要有：

题为“Power Electronic Traction Transformer—Medium Voltage Prototype”《IEEE TRANSACTIONS ON INDUSTRIAL ELECTRONICS》,Dujic D,Zhao C,Mester A,2013,28(12):5522-5534.(《机车牵引变压器-中压原型样机》，《IEEE工业电子专辑》，2013年第28卷第12期5522～5534页)的文章给出了一种多模块串并联DCDC变换装置，然而中间LLC变换环节的高频变压器制造困难，高频寄生参数大，成本较高，可靠性降低，不利于大功率高升比的光伏直流汇集系统。

题为“Diode-Based HVdc Link for the Connection of Large Offshore WindFarms”，《IEEE TRANSACTIONS ON ENERGY CONVERSION》,Blasco-Gimenez R,-Villalba S,Rodriguez-E J,2011,26(2):615-626.(《用于离网型海上风电场基于二极管整流的HVDC直流变换环节》，《IEEE能源变换专辑》，2011年第26卷第2期615-626页)的文章采用工频变压器及单二极管整流模块，工频变压器体积较大，单二极管整流模块使得变压器谐波增加，损耗变大。

题为“High Power High Voltage DC/DC converter for MVDC distributionapplications”，De Alegria I M,Santamaria V,Madariaga A,.，《InternationalSymposium on Power Electronics,Electrical Drives,Automation and Motion》2012:1314-1319(《应用于MVDC配电装置的大功率高压DCDC变换器》，《IEEE电力电子国际论坛会议，电气传动与自动化》，2012年13143～1319页)的文章给出了一种基于方波逆变的大功率DCDC变换装置，然而中间的2.5kHz变压器制作困难，成本较高，不利于光伏高压直流汇集系统的大规模应用和推广。

总之，现有技术很难同时兼顾单体容量大、直流升压比高、转换效率高，低成本高可靠性等方面。对于目前的高频拓扑结构，单体大容量直流变流器使得高频变压器磁芯容量难以提升，成本增加，直流升压比变大时变压器寄生参数作用突出，影响正常工作下的变流器性能；实现适用于大容量高电压环境下直流变流器拓扑的另一个有效技术途径是采用多模块串/并联技术，然而多模块串并联控制技术复杂，可靠性低，成本较高。

发明内容

本发明要解决的技术问题为克服上述各种技术方案的局限性，针对大型光伏电站的大功率高压直流光伏变流器单体容量小、高直流升压变比难度大和转换效率低，成本高，可靠性低，中高频大功率磁性元件制作困难，成本高等问题，提供一种大功率高升压比光伏直流变流器装置及控制方法。

本发明的目的是这样实现的。

本发明提供了一种大功率高升压比光伏直流变流器装置，包括：N_boost路光伏发电单元以及对应的N_boost路boost直流升压变换器、模块并联光伏逆变器、中频三绕组升压变压器、两个三相二极管整流桥以及对应的两个高压滤波电路，其中：每一路光伏发电单元中的输出端与对应的一路boost直流升压变换器的输入端相连接；N_boost路boost直流升压变换器的输出端相并联，形成一个多路直流升压变换器；多路直流升压变换器的并联输出端与模块并联光伏逆变器的直流输入侧相连接；模块并联光伏逆变器的输出端与中频三绕组升压变压器的低压侧相连接；中频三绕组升压变压器的两个高压输出端分别与对应的两个三相二极管整流桥的输入端相连接；两个三相二极管整流桥的输出端与对应的两个高压滤波电路的输入端分别相连接。

优选的，所述模块并联光伏逆变器包括N_ac组三电平三桥臂光伏逆变桥，每一组三电平三桥臂光伏逆变桥的直流输入端与多路直流升压变换器的并联输出端相连接，每组三电平三桥臂光伏逆变桥的三相输出端分别与三个电感L1的输入端相连接，电感L1的输出端与滤波电容C、变压器侧滤波电感L2的输入端相连接，其中滤波电容C为三角型连接方式；变压器侧滤波电感L2的的输出端与中频三绕组升压变压器的低压侧相连接。

优选的，所述中频三绕组升压变压器为基波频率400Hz的三绕组变压器，包括一个低压绕组，两个高压绕组，一个低压绕组为星型连接，两个高压绕组分别为星型和三角型连接。

优选的，所述三相二极管整流桥共有两组，每组二极管整流桥的每个桥臂分别由N_dc个二极管串联组成；第一组二极管输出端与第二组二极管输出端首尾相连，形成三个二极管整流输出端：+U_{dc_diode},O,-U_{dc_diode}；其中+U_{dc_diode},O与O,-U_{dc_diode}分别并联滤波电容C_dc，+U_{dc_diode},-U_{dc_diode}分别串联滤波电感L_dc1,L_dc2，滤波电感L_dc1,L_dc2的输出端分别为+U_dc,-U_dc，最终形成+U_dc,O,-U_dc，接入高压直流母线。

本发明还提供了一种大功率高升压比光伏直流变流器的控制方法，主要步骤如下：

步骤1，采样及坐标变换；

所述采样包括采集以下数据：boost直流升压变换器的输入直流侧电压U_in，boost直流升压变换器的电感电流i_dL，模块并联光伏逆变器的直流侧电压U_dc，滤波电容电压u_ca,u_cb,u_cc，三电平三桥臂光伏逆变桥桥臂侧电感电流i_L1a,i_L1b,i_L1c，变压器侧滤波电感L2电流i_L2a,i_L2b,i_L2c；

所述坐标变换包括对以下数据进行坐标变换：对滤波电容电压u_ca,u_cb,u_cc，桥臂侧电感电流i_L1a,i_L1b,i_L1c，变压器侧滤波电感L2电流i_L2a,i_L2b,i_L2c进行单同步旋转坐标变换得到滤波电容电压dq的分量U_cd,U_cq，桥臂侧电感电流dq的分量I_L1d,I_L1q，变压器侧滤波电感L2电流dq的分量I_L2d,I_L2q；

步骤2，根据步骤1中得到的模块并联光伏逆变器的直流侧电压U_dc和给定的直流侧电压指令U_dc ^*，经过直流侧电压控制方程得到有功电流指令I_Ld ^*，所述直流侧电压控制方程为：

I_Ld ^*＝(K_{p_dc}+K_{i_dc}/s)(U_dc ^*-U_dc)，

其中，K_{p_dc}为比例控制系数、K_{i_dc}为积分控制系数，s为拉普拉斯算子。

步骤3，根据步骤1中得到的滤波电容电压dq的分量U_cd,U_cq，经过幅值计算方程得到滤波电容电压幅值U_c，根据给定的交流侧电压指令U_c ^*，经过交流侧电压控制方程得到无功电流指令I_Lq ^*；

幅值计算方程为：

其中，τ为滤波时间常数，s为拉普拉斯算子；

交流侧电压控制方程为：

I_Lq ^*＝K_{p_ac}(U_c ^*-U_c)

其中，K_{p_ac}为比例控制系数；

步骤4，根据步骤1中得到的桥臂侧电感电流dq的分量I_L1d,I_L1q，步骤2和步骤3得到的有功、无功电流指令I_Ld ^*,I_Lq ^*，经过电流控制方程得到控制信号U_d1,U_q1；

步骤5，根据步骤1中得到的滤波电容电压dq的分量U_cd,U_cq，桥臂侧电感电流dq的分量I_L1d,I_L1q，变压器侧滤波电感L2电流dq的分量I_L2d,I_L2q，经过有源阻尼控制方程得到控制信号U_d2,U_q2；

步骤6，将步骤4和步骤5中得到的控制信号U_d1,U_q1和U_d2,U_q2分别相加得到控制信号U_d,U_q，并经过单同步旋转坐标反变换得到三相桥臂电压控制信号U_a,U_b,U_c，再根据U_a,U_b,U_c生成模块并联光伏逆变器开关管的PWM控制信号；

步骤7，根据步骤1中得到的boost直流升压变换器的输入直流侧电压U_in，以及boost直流升压变换器直流电压指令U_dc__boost ^*，经过boost直流升压变换器电压控制方程得到电感电流指令I_dL ^*，根据电感电流指令I_dL ^*和步骤1中的boost直流升压变换器的电感电流I_dL，经过boost直流升压变换器电流控制方程得到boost直流升压变换器的控制信号U。

优选的，步骤4中的电流控制方程为：

其中，K_pi为比例控制系数、K_ii为积分控制系数、K_r为谐振控制器比例系数，s为拉普拉斯算子，Q为品质因子，ω₀为变压器基波角频率，ω₀＝2πf₀,f₀＝400Hz。

优选的，步骤5中的有源阻尼控制方程为：

U_d2＝K₁sL₁(λ₁T_ss+1)I_L1d+K₂sL₂(λ₂T_ss+1)I_L2d+K₃sC(λ₃T_ss+1)U_cq

U_q2＝K₁sL₁(λ₁T_ss+1)I_L1q+K₂sL₂(λ₂T_ss+1)I_L2q+K₃sC(λT_ss+1)U_cq

其中，K₁,K₂,K₃分别为基于桥臂侧电感电流、变压器侧电感电流、滤波电容电压的状态反馈补偿系数，λ₁,λ₂,λ₃分别为基于桥臂侧电感电流、变压器侧电感电流、滤波电容电压的状态反馈采样延时补偿系数，T_s为采样频率，s为拉普拉斯算子。

优选的，步骤7中的boost直流升压变换器电压控制方程为：

I_dL ^*＝(K_pu+K_iu/s)(U_{dc_boost} ^*-U_in)

其中，K_pu为比例控制系数，K_iu为积分控制系数，s为拉普拉斯算子。

优选的，步骤7中的boost直流升压变换器电流控制方程为：

U＝(K_p+K_i/s)(I_dL ^*-I_dL)

其中，K_p为比例控制系数，K_i为积分控制系数，s为拉普拉斯算子。

相对于现有技术的有益效果是：

采用本发明后，对于大型光伏电站的大功率高升压比的直流变流器装置及控制方法，具备了如下优点：

1.降低了大功率高升压比的系统成本，减小了装置体积，提高了系统可靠性。

2.控制方法简单，易于工程实现，有利于大型光伏电站的规模化设计及推广。

3.变压器采用双绕组星-三角接法，减小了谐波含量，系统效率较高。

4.并联逆变器环流较小，整个装置拓扑结构有利于向更大功率，更高电压等级扩展。

附图说明

图1是本发明的大功率高升压比光伏直流变流器装置拓扑结构图。

图2是本发明所采用的三电平三桥臂光伏逆变器拓扑结构图。

图3是本发明所采用的模块并联光伏逆变器的控制框图。

图4是本发明所采用的多路boost直流升压变换器的控制框图。

具体实施方式

下面结合附图对本发明的优选方式作进一步详细的描述。

参见图1，本发明提供的大功率高升压比光伏直流变流器装置，包括：N_boost路光伏发电单元以及对应的N_boost路boost直流升压变换器、模块并联光伏逆变器、中频三绕组升压变压器、两个三相二极管整流桥以及对应的两个高压滤波电路，其中：每一路光伏发电单元中的输出端与对应的一路boost直流升压变换器的输入端相连接；N_boost路boost直流升压变换器的输出端相并联，形成一个多路直流升压变换器；多路直流升压变换器的并联输出端与模块并联光伏逆变器的直流输入侧相连接；模块并联光伏逆变器的输出端与中频三绕组升压变压器的低压侧相连接；中频三绕组升压变压器的两个高压输出端分别与对应的两个三相二极管整流桥的输入端相连接；两个三相二极管整流桥的输出端与对应的两个高压滤波电路的输入端分别相连接。

参见图2，模块并联光伏逆变器包括N_ac组三电平三桥臂光伏逆变桥，每一组三电平三桥臂光伏逆变桥的直流输入端与多路直流升压变换器的并联输出端相连接，每组三电平三桥臂光伏逆变桥的三相输出端与电感L1的输入端相连接，电感L1的输出端与滤波电容C、变压器侧滤波电感L2的输入端相连接，其中滤波电容C为三角型连接方式。

中频三绕组升压变压器为基波频率400Hz的三绕组变压器，包括一个低压绕组，两个高压绕组，两个高压绕组分别为星型，三角型连接。

三相二极管整流桥共有两组，每组二极管整流桥的每个桥臂分别由N_dc个二极管串联组成；第一组二极管输出端与第二组二极管输出端首尾相连，形成+U_{dc_diode},O,-U_{dc_diode}三个二极管整流输出端，+U_{dc_diode},O与O,-U_{dc_diode}分别并联滤波电容C_dc，+U_{dc_diode},-U_{dc_diode}分别串联滤波电感L_dc1,L_dc2，滤波电感输出端分别为+U_dc,-U_dc，最终形成+U_dc,O,-U_dc，接入高压直流母线。

具体的，本实施例中的参数如下。

一种大功率高升压比光伏直流变流器装置,功率为1MW，每路boost直流升压变换器功率为62.5kW，共16路，即N_boost＝16；模块并联光伏逆变器为8模块T型三电平三相半桥电路，并通过电感并联，并联电感L1为0.15mH，N_ac＝8；并联电感输出端与滤波电容并联，然后与变压器侧电感串联，滤波电容C为150μF，滤波电容C为三角型连接方式，变压器侧电感L2为0.1μH，中频三绕组升压变压器为基波频率400Hz的三绕组变压器，包括一个低压绕组，两个高压绕组，低压绕组与变压器侧滤波电感L2相连接，一个低压绕组为星型连接，两个高压绕组分别为星型，三角型连接，功率和电压等级为400V/26.2kV/26.2kV；三相二极管整流桥共有两组，分别连接于变压器的2个高压绕组，每组二极管整流桥的每个桥臂分别由N_dc＝6个二极管串联组成；第一组二极管输出端与第二组二极管输出端首尾相连，形成+U_{dc_diode},O,-U_{dc_diode}三个二极管整流输出端，+U_{dc_diode},O与O,-U_{dc_diode}分别并联滤波电容C_dc＝10μF，+U_{dc_diode},-U_{dc_diode}分别串联滤波电感L_dc1＝5mH,L_dc2＝5mH，滤波电感输出端分别为+U_dc,-U_dc，最终形成+U_dc,O,-U_dc，接入高压直流母线，高压直流母线为±35kV。

参见图3，图4，本发明提供的一种大功率高升压比光伏直流变流器控制方法，主要步骤如下：

步骤1，采集boost直流升压变换器的输入直流侧电压U_in，采集boost直流升压变换器的电感电流i_dL，采集模块并联光伏逆变器的直流侧电压U_dc，滤波电容电压u_ca,u_cb,u_cc，桥臂侧电感电流i_L1a,i_L1b,i_L1c，变压器侧滤波电感L2电流i_L2a,i_L2b,i_L2c，经过单同步旋I_L1d,I_L1q转坐标变换得到滤波电容电压dq的分量U_cd,U_cq，桥臂侧电感电流dq的分量，变压器侧变压器侧滤波电感L2电流dq的分量I_L2d,I_L2q。

步骤2，根据步骤1中得到的模块并联光伏逆变器的直流侧电压U_dc和给定的直流侧电压指令U_dc ^*，经过直流侧电压控制方程得到有功电流指令I_Ld ^*；

直流侧电压控制方程为

I_Ld ^*＝G_dc(U_dc ^*-U_dc)，

其中，G_dc＝K_{p_dc}+K_{i_dc}/s,K_{p_dc}为比例控制系数、K_{i_dc}为积分控制系数，s为拉普拉斯算子。

直流侧电压控制方程中的参数主要考虑控制系统的稳定性和动稳态性能；在本实施例中，取K_{p_dc}＝3,K_{i_dc}＝200。

步骤3，根据步骤1中得到的滤波电容电压dq的分量U_cd,U_cq，经过幅值计算方程得到滤波电容电压幅值U_c，根据给定的交流侧电压指令U_c ^*，经过交流侧电压控制方程得到无功电流指令I_Lq ^*。

幅值计算方程为：

其中，τ为滤波时间常数，s为拉普拉斯算子；

交流侧电压控制方程为：

I_Lq ^*＝G_ac(U_c ^*-U_c)

其中，G_ac＝K_{p_ac},K_{p_ac}为比例控制系数。

交流侧电压幅值计算的滤波时间常数主要考虑滤除高次谐波分量，并保持系统稳定性。一般取τ≤2e^-2s。在本实施例中，取τ＝0.005。

交流侧电压控制方程的比例系数主要考虑保持滤波电容电压幅值在变压器额定幅值的±10％之内。在本实施例中，取K_{p_ac}＝2。

步骤4，根据步骤1中得到的桥臂侧电感电流dq的分量I_L1d,I_L1q，和步骤3得到的有功、无功电流指令I_Ld ^*,I_Lq ^*，经过电流控制方程得到控制信号U_d1,U_q1。

电流控制方程为：

其中，K_pi为比例控制系数、K_ii为积分控制系数、K_r为谐振控制器比例系数，s为拉普拉斯算子，Q为品质因子，ω₀为变压器基波角频率，ω₀＝2πf₀,f₀＝400Hz。

电压和电流控制方程中的参数主要考虑控制系统的稳定性和动稳态性能；在本实施例中，取K_pi＝0.03,K_ii＝0.8,K_r＝120,Q＝16。

步骤5，根据步骤1中得到的滤波电容电压dq的分量U_cd,U_cq，桥臂侧电感电流dq的分量I_L1d,I_L1q，变压器侧滤波电感L2电流dq的分量I_L2d,I_L2q，经过有源阻尼控制方程得到控制信号U_d2,U_q2。

有源阻尼控制方程为：

U_d2＝G_AD1I_L1d+G_AD2I_L2d+G_AD3U_cq

U_q2＝G_AD1I_L1q+G_AD2I_L2q+G_AD3U_cq

其中，G_AD1＝K₁sL₁(λ₁T_ss+1),G_AD2＝K₂sL₂(λ₂T_ss+1),G_AD3＝K₃sC(λ₃T_ss+1),K₁,K₂,K₃分别为基于桥臂侧电感电流、变压器侧电感电流、滤波电容电压的状态反馈补偿系数，λ₁,λ₂,λ₃分别为基于桥臂侧电感电流、变压器侧电感电流、滤波电容电压的状态反馈采样延时补偿系数，T_s为采样频率，s为拉普拉斯算子。

有源阻尼控制方程中的参数主要考虑增强控制系统的稳定性，抑制振荡。

在本实施例中，取K₁＝K₂＝0,K₃＝-0.5,λ₃＝1.5。

步骤6，将步骤4和步骤5中得到的控制信号U_d1,U_q1和U_d2,U_q2分别相加得到控制信号U_d,U_q，并经过单同步旋转坐标反变换得到三相桥臂电压控制信号U_a,U_b,U_c，再根据U_a,U_b,U_c生成模块并联光伏逆变器开关管的PWM控制信号；

步骤7，根据步骤1中得到的boost直流升压变换器的输入直流侧电压U_in，以及boost直流升压变换器直流电压指令U_{dc_boost} ^*，经过boost直流升压变换器电压控制方程得到电感电流指令I_dL ^*，根据电感电流指令I_dL ^*和步骤1中的boost直流升压变换器的电感电流I_dL，经过boost直流升压变换器电流控制方程得到boost直流升压变换器的控制信号U。

boost直流升压变换器电压控制方程为：

I_dL ^*＝G_{dc_u}(U_{dc_boost} ^*-U_in)

其中，K_pu为比例控制系数，K_iu为积分控制系数，s为拉普拉斯算子。

boost直流升压变换器电流控制方程为：

U＝G_{dc_i}(I_dL ^*-I_dL)

其中，K_p为比例控制系数，K_i为积分控制系数，s为拉普拉斯算子。

电压和电流控制方程中的参数主要考虑控制系统的稳定性和动稳态性能；在本实施例中，取

显然，本领域的技术人员可以对本发明的一种大功率高升压比光伏直流变流器装置及控制方法进行各种改动和变型而不脱离本发明的精神和范围。这样，倘若对本发明的这些修改和变型属于本发明权利要求及其等同技术的范围之内，则本发明也意图包含这些改动和变型在内。

Claims (7)

1.一种大功率高升压比光伏直流变流器的控制方法，其中，所述大功率高升压比光伏直流变流器包括：N_boost路光伏发电单元以及对应的N_boost路boost直流升压变换器、模块并联光伏逆变器、中频三绕组升压变压器、两个三相二极管整流桥以及对应的两个高压滤波电路，其中：每一路光伏发电单元中的输出端与对应的一路boost直流升压变换器的输入端相连接；N_boost路boost直流升压变换器的输出端相并联，形成一个多路直流升压变换器；多路直流升压变换器的并联输出端与模块并联光伏逆变器的直流输入侧相连接；模块并联光伏逆变器的输出端与中频三绕组升压变压器的低压侧相连接；中频三绕组升压变压器的两个高压输出端分别与对应的两个三相二极管整流桥的输入端相连接；两个三相二极管整流桥的输出端与对应的两个高压滤波电路的输入端分别相连接；

所述模块并联光伏逆变器包括N_ac组三电平三桥臂光伏逆变桥，每一组三电平三桥臂光伏逆变桥的直流输入端与多路直流升压变换器的并联输出端相连接，每组三电平三桥臂光伏逆变桥的三相输出端分别与三个电感L1的输入端相连接，电感L1的输出端与滤波电容C、变压器侧滤波电感L2的输入端相连接，其中滤波电容C为三角型连接方式；变压器侧滤波电感L2的的输出端与中频三绕组升压变压器的低压侧相连接；

其特征在于，本发明所述的控制方法的步骤如下：

步骤1，采样及坐标变换；

所述采样包括采集以下数据：boost直流升压变换器的输入直流侧电压U_in，boost直流升压变换器的电感电流i_dL，模块并联光伏逆变器的直流侧电压U_dc，滤波电容电压u_ca,u_cb,u_cc，三电平三桥臂光伏逆变桥桥臂侧电感电流i_L1a,i_L1b,i_L1c，变压器侧滤波电感L2电流i_L2a,i_L2b,i_L2c；

所述坐标变换包括对以下数据进行坐标变换：对滤波电容电压u_ca,u_cb,u_cc，桥臂侧电感电流i_L1a,i_L1b,i_L1c，变压器侧滤波电感L2电流i_L2a,i_L2b,i_L2c进行单同步旋转坐标变换得到滤波电容电压dq的分量U_cd,U_cq，桥臂侧电感电流dq的分量I_L1d,I_L1q，变压器侧滤波电感L2电流dq的分量I_L2d,I_L2q；

步骤2，根据步骤1中得到的模块并联光伏逆变器的直流侧电压U_dc和给定的直流侧电压指令U_dc ^*，经过直流侧电压控制方程得到有功电流指令I_Ld ^*，所述直流侧电压控制方程为：

I_Ld ^*＝(K_{p_dc}+K_{i_dc}/s)(U_dc ^*-U_dc)，

其中，K_{p_dc}为比例控制系数、K_{i_dc}为积分控制系数，s为拉普拉斯算子；

步骤3，根据步骤1中得到的滤波电容电压dq的分量U_cd,U_cq，经过幅值计算方程得到滤波电容电压幅值U_c，根据给定的交流侧电压指令U_c ^*，经过交流侧电压控制方程得到无功电流指令I_Lq ^*；

幅值计算方程为：

其中，τ为滤波时间常数，s为拉普拉斯算子；

交流侧电压控制方程为：

I_Lq ^*＝K_{p_ac}(U_c ^*-U_c)

其中，K_{p_ac}为比例控制系数；

步骤4，根据步骤1中得到的桥臂侧电感电流dq的分量I_L1d,I_L1q，步骤2和步骤3得到的有功、无功电流指令I_Ld ^*,I_Lq ^*，经过电流控制方程得到控制信号U_d1,U_q1；

步骤5，根据步骤1中得到的滤波电容电压dq的分量U_cd,U_cq，桥臂侧电感电流dq的分量I_L1d,I_L1q，变压器侧滤波电感L2电流dq的分量I_L2d,I_L2q，经过有源阻尼控制方程得到控制信号U_d2,U_q2；

步骤6，将步骤4和步骤5中得到的控制信号U_d1,U_q1和U_d2,U_q2分别相加得到控制信号U_d,U_q，并经过单同步旋转坐标反变换得到三相桥臂电压控制信号U_a,U_b,U_c，再根据U_a,U_b,U_c生成模块并联光伏逆变器开关管的PWM控制信号；

步骤7，根据步骤1中得到的boost直流升压变换器的输入直流侧电压U_in，以及boost直流升压变换器直流电压指令U_{dc_boost} ^*，经过boost直流升压变换器电压控制方程得到电感电流指令I_dL ^*，根据电感电流指令I_dL ^*和步骤1中的boost直流升压变换器的电感电流I_dL，经过boost直流升压变换器电流控制方程得到boost直流升压变换器的控制信号U。

2.根据权利要求1所述的大功率高升压比光伏直流变流器控制方法，其特征在于，步骤4中的电流控制方程为：

其中，K_pi为比例控制系数、K_ii为积分控制系数、K_r为谐振控制器比例系数，s为拉普拉斯算子，Q为品质因子，ω₀为变压器基波角频率，ω₀＝2πf₀,f₀＝400Hz。

3.根据权利要求1所述的大功率高升压比光伏直流变流器控制方法，其特征在于，步骤5中的有源阻尼控制方程为：

U_d2＝K₁sL₁(λ₁T_ss+1)I_L1d+K₂sL₂(λ₂T_ss+1)I_L2d+K₃sC(λ₃T_ss+1)U_cq

U_q2＝K₁sL₁(λ₁T_ss+1)I_L1q+K₂sL₂(λ₂T_ss+1)I_L2q+K₃sC(λT_ss+1)U_cq

其中，K₁,K₂,K₃分别为基于桥臂侧电感电流、变压器侧电感电流、滤波电容电压的状态反馈补偿系数，λ₁,λ₂,λ₃分别为基于桥臂侧电感电流、变压器侧电感电流、滤波电容电压的状态反馈采样延时补偿系数，T_s为采样频率，s为拉普拉斯算子。

4.根据权利要求1所述的大功率高升压比光伏直流变流器控制方法，其特征在于，步骤7中的boost直流升压变换器电压控制方程为：

I_dL ^*＝(K_pu+K_iu/s)(U_{dc_boost} ^*-U_in)

其中，K_pu为比例控制系数，K_iu为积分控制系数，s为拉普拉斯算子。

5.根据权利要求1所述的大功率高升压比光伏直流变流器控制方法，其特征在于，步骤7中的boost直流升压变换器电流控制方程为：

U＝(K_p+K_i/s)(I_dL ^*-I_dL)

其中，K_p为比例控制系数，K_i为积分控制系数，s为拉普拉斯算子。

6.根据权利要求1所述的大功率高升压比光伏直流变流器控制方法，其特征在于，所述中频三绕组升压变压器为基波频率400Hz的三绕组变压器，包括一个低压绕组，两个高压绕组，一个低压绕组为星型连接，两个高压绕组分别为星型和三角型连接。

7.根据权利要求1所述的大功率高升压比光伏直流变流器控制方法，其特征在于，所述三相二极管整流桥共有两组，每组二极管整流桥的每个桥臂分别由N_dc个二极管串联组成；第一组二极管输出端与第二组二极管输出端首尾相连，形成三个二极管整流输出端：+U_{dc_diode},O,-U_{dc_diode}；其中+U_{dc_diode},O与O,-U_{dc_diode}分别并联滤波电容C_dc，+U_{dc_diode},-U_{dc_diode}分别串联滤波电感L_dc1,L_dc2，滤波电感L_dc1,L_dc2输出端分别为+U_dc,-U_dc，最终形成+U_dc,O,-U_dc，接入高压直流母线。