CN108233415B - 两级式光伏逆变器虚拟同步发电机控制方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种两级式光伏逆变器虚拟同步发电机控制方法。针对虚拟同步发电机并离网两种运行模式下直流侧功率波动及电压稳定问题，给出了光伏功率曲线工作区域逻辑判断环节，通过对输入功率随直流电压的变化率dP_{dc_boost}/dU_{dc_boost}正负的判定来表征光伏电池工作区域的稳定性，进而切换前级boost控制器和后级逆变器功率外环控制器，从而有效解决了过载运行时的直流电压崩溃问题；同时，采用后级逆变器输出频率与电网频率的组合反馈控制方法，使得功角控制下垂系数与虚拟阻尼独立调节；采用电感电流与电容电流的加权控制方法来均衡光伏逆变器输出电压动态响应和孤岛并联均流特性，实现了两级式光伏逆变器并离网模式下的统一控制，提高了整体性能。

Description

两级式光伏逆变器虚拟同步发电机控制方法

技术领域

本发明涉及一种光伏逆变器控制方法，尤其是一种两级式光伏逆变器虚拟同步发电机控制方法。

背景技术

在虚拟同步发电机控制中，虚拟同步发电机(Virtual Synchronous Generator-VSG)技术以其并离网通用的电压源控制方式，显示出优良的控制性能。基于VSG的虚拟同步发电机几个关键的控制目标为：(1)并网运行时可以向电网提供虚拟惯量、虚拟阻尼、虚拟阻抗以及下垂特性以支撑电网频率和电压变化，维持大电网稳定性，并保持虚拟同步发电机之间的均流特性；(2)离网运行时，需要向负载提供较高的电能质量。另外VSG需要运行在并网和孤岛两种模式下，当发生模式转换时，VSG应具有无缝切换能力。目前，VSG控制技术在单级式储能逆变器上面得到了广泛研究及应用,然而这种形式的VSG控制技术不需要考虑直流侧输入功率与负载不平衡带来的稳定性问题，因而对于光伏逆变器，尤其是两级式光伏逆变器的VSG研究及应用带来的新的问题和挑战。

针对两级式光伏逆变器控制的研究，国内外的专家学者们提出了一些方法，主要有：

题为“两级式三相光伏并网发电系统无功补偿特性”(《电工技术学报》，张浙波，刘建政，梅红明，2011,26(S1):242-246)提出了一种将无功补偿、电压波动补偿与光伏并网发电相结合的、具有较强低电压穿越能力的两级式三相光伏并网系统，但该系统无法参与电网频率调节，同时也不适用于离网模式运行。

题为“Modelling,analysis and control design of a two-stagephotovoltaic generation system”,Hongda Cai,Ji Xiang,and Wei Wei,《IETRenewable Power Generation》，2016，10(8):1195-1203(“两级式光伏发电系统的建模，分析和控制设计”，《IET新能源发电》，2016年第10卷第8期1195～1203页)的文章。该文建立了基于传统电流环控制模式的两级式光伏发电系统的小信号模型，并对整个系统的动态稳定性进行了研究，提出了一种v²反馈的直流母线电压控制方案，但该系统无法运行在并离网双模式下,不利于维持输出电压稳定性。

题为“基于虚拟同步机的两级式光伏系统并网控制研究”(邓天成，华北电力大学，硕士学位论文，2017)的硕士论文介绍了两级式光伏虚拟同步机孤岛和并网两种模式下直流母线电压稳定控制方法，但没有讨论孤岛运行时负载过大导致直流电压崩溃的情况。

总之，现有对两级式光伏逆变器虚拟同步发电机控制方法的研究相对较少，尤其是适用于并离网两种运行模式同时能够解决离网运行时过载导致直流电压崩溃等问题的两级式光伏逆变器虚拟同步发电机控制。

发明内容

本发明要解决的技术问题为克服上述各种技术方案的局限性，提出了一种两级式光伏逆变器虚拟同步发电机控制方法。通过光伏电源的稳定运行区域分析和两级式光伏逆变器控制的特点，针对光伏电源不同的运行区域来切换前级boost升压变换器的控制目标和后级逆变器的控制策略，解决了直流侧输入功率与负载不平衡带来的稳定性问题，有效地防止了孤岛过载运行时的直流电压崩溃，实现了两级式光伏逆变器并离网模式下的统一控制。并结合虚拟同步发电机控制技术，解决了两级式光伏虚拟同步发电机的实现问题。

本发明的目的是这样实现的。本发明提供了一种两级式光伏逆变器虚拟同步发电机控制方法，所述的两级式光伏逆变器包括前级boost升压变换器和后级逆变器，本控制方法步骤如下：

步骤1，采样及坐标变换；

所述采样包括采集以下数据：后级逆变器滤波电容电压u_ca,u_cb,u_cc，后级逆变器桥臂侧电感电流i_La,i_Lb,i_Lc,后级逆变器直流侧电压U_dc，后级逆变器并网点电网电压e_a,e_b,e_c，前级boost升压变换器输入直流电压U_{dc_boost}和boost电感电流I_{dc_boost}；

所述坐标变换包括对以下数据进行坐标变换：对后级逆变器滤波电容电压u_ca,u_cb,u_cc进行单同步旋转坐标变换得到后级逆变器滤波电容电压dq分量U_cd,U_cq，对后级逆变器桥臂侧电感电流i_La,i_Lb,i_Lc进行单同步旋转坐标变换得到后级逆变器桥臂侧电感电流dq分量I_Ld,I_Lq；

步骤2，根据步骤1中得到的后级逆变器滤波电容电压dq分量U_cd,U_cq，通过通用的微分离散化方程计算后级逆变器滤波电容电流dq分量I_cd,I_cq；根据步骤1得到的后级逆变器桥臂侧电感电流dq分量I_Ld,I_Lq和后级逆变器滤波电容电流dq分量I_cd,I_cq，通过输出电流计算方程得到输出电流dq分量I_od,I_oq；通过有功功率计算方程和无功功率计算方程得到平均有功功率P和平均无功功率Q；对后级逆变器并网点电网电压e_a,e_b,e_c经过锁相环环节得到电网角频率ω_g；根据步骤1得到的前级boost升压变换器输入直流电压U_{dc_boost}和boost电感电流I_{dc_boost}计算前级boost升压变换器输入功率P_{dc_boost}；根据前级boost升压变换器输入直流电压U_{dc_boost}、前级boost升压变换器输入功率P_{dc_boost}和上一控制周期得到的前级boost升压变换器输入直流电压U_{dc_boost}'、上一控制周期得到的前级boost升压变换器输入功率P_{dc_boost}'计算得到输入功率P_{dc_boost}随直流电压U_{dc_boost}的变化率α，

其中dP_{dc_boost}＝P_{dc_boost}-P_{dc_boost}'，dU_{dc_boost}＝U_{dc_boost}-U_{dc_boost}'；

步骤3，根据步骤2中得到的平均有功功率P、电网角频率ω_g和光伏逆变器给定的有功功率指令P₀、光伏逆变器给定的有功功率指令P₀时的额定角频率ω₀，以及步骤1中得到的前级boost升压变换器输入直流电压U_{dc_boost}和boost电感电流I_{dc_boost}，经过光伏功率曲线工作区域逻辑判断环节得到后级逆变器的角频率ω和前级boost的控制方程，对ω积分得到后级逆变器的矢量角θ；

步骤4，根据步骤2中得到的平均无功功率Q和光伏逆变器给定的无功功率指令Q₀、光伏逆变器给定的无功功率指令Q₀时的额定输出电容电压U₀，经过无功控制方程得到虚拟同步发电机的端电压U^*；

步骤5，先根据步骤4中得到的虚拟同步发电机的端电压U^*和步骤1中得到的后级逆变器滤波电容电压的dq分量U_cd,U_cq，通过电压控制方程得到电流指令信号

再根据电流指令信号

步骤1中得到的后级逆变器桥臂侧电感电流的dq分量I_Ld,I_Lq和步骤2中得到的后级逆变器滤波电容电流的dq分量I_cd,I_cq，通过加权电流控制方程得到控制信号U_d,U_q；

步骤6，将步骤5中得到的控制信号U_d,U_q经过单同步旋转坐标反变换得到三相桥臂电压控制信号U_a,U_b,U_c，再根据U_a,U_b,U_c生成开关管的PWM控制信号。

优选地，步骤2中所述平均有功功率P和平均无功功率Q的计算步骤包括：

步骤2.1，通过通用的微分离散化方程计算后级逆变器滤波电容电流的dq分量I_cd,I_cq；

令后级逆变器滤波电容电压dq分量U_cd,U_cq的离散序列为U_cd(n),U_cq(n)，后级逆变器滤波电容电流dq分量I_cd,I_cq的离散序列为I_cd(n),I_cq(n)，则计算后级逆变器滤波电容电流的通用的微分离散化方程为：

其中，f_n-k为第n-k个序列的微分离散化权重系数，C为后级逆变器滤波电容，T_s为光伏逆变器采样周期，K为离散序列点数，n,k为自然数,即n＝0,1,2,3,4......，k＝0,1,2,3,4......；

根据上述方程得到后级逆变器滤波电容电流I_cd,I_cq的离散序列为I_cd(n),I_cq(n)，并得到后级逆变器滤波电容电流的dq分量I_cd,I_cq；

步骤2.2，通过输出电流计算方程计算输出电流的dq分量I_od,I_oq；

根据步骤2.1得到的后级逆变器滤波电容电流的dq分量I_cd,I_cq，经过输出电流计算方程得到输出电流的dq分量I_od,I_oq，所述输出电流计算方程为:

I_od＝I_Ld-I_cd

I_oq＝I_Lq-I_cq

步骤2.3，通过有功功率计算方程和无功功率计算方程计算平均有功功率P和平均无功功率Q；

有功功率计算方程为：

无功功率计算方程为：

其中，Q_pq为功率计算方程品质因数，ω_h为陷波器需要滤除的谐波角频率，s为拉普拉斯算子，τ为一阶低通滤波器的时间常数,h为待抑制的谐波次数。

优选地，步骤3中所述经过光伏功率曲线工作区域逻辑判断环节得到后级逆变器的角频率ω和前级boost升压变换器的控制方程的过程如下：

(1)当

时：

所述前级Boost升压变换器控制方程为：

其中，K_pu为

时后级逆变器直流侧电压环比例控制系数，K_iu为

时后级逆变器直流侧电压环积分控制系数，K_{pu_dc}为前级boost升压变换器输入直流电压环比例控制系数，K_{iu_dc}为前级boost升压变换器输入直流电压环积分控制系数，s为拉普拉斯算子。ω₀为光伏逆变器给定有功功率指令P₀时的额定角频率，m为功角控制下垂系数，J为模拟同步发电机机组的虚拟转动惯量，D₁为光伏逆变器频率反馈系数，D₂为电网频率反馈系数。U_dc ^*为后级逆变器给定的直流侧电压指令值，U_{dc_boost} ^*为前级boost升压变换器输入直流电压指令值，U为boost升压变换器的电压控制信号；

(2)当

时：

所述前级Boost升压变换器控制方程为：

I_dL ^*＝(K_{p_dc}+K_{i_dc}/s)(U_dc ^*-U_dc)

其中，K_{p_dc}为

时后级逆变器直流侧电压环比例控制系数，K_{i_dc}为

时后级逆变器直流侧电压环积分控制系数，K_{pi_dc}为boost电感电流环比例控制系数，I_dL ^*为boost升压变换器电压控制方程得到的电感电流指令值。

优选地，步骤4中所述无功控制方程为：

U^*＝U₀+n_q(Q₀-Q)

其中，U₀为光伏逆变器给定的无功功率指令Q₀时的额定输出电容电压、n_q为无功-电压下垂系数。

优选地，步骤5中所述电压控制方程为:

其中，K_p为后级逆变器电压环比例控制系数、K_i为后级逆变器电压环积分控制系数、K_r为后级逆变器电压环谐振控制器比例系数，Q_u为后级逆变器电压环谐振控制器品质因数，ω_h为陷波器需要滤除的谐波角频率，s为拉普拉斯算子，h为待抑制的谐波次数。

优选地，步骤5中所述加权电流控制方程为：

其中，K_pi为后级逆变器电流环比例控制系数，K_ri为后级逆变器电流环谐振控制器比例系数，w₁为后级逆变器桥臂侧电感电流的权重系数，w₂为后级逆变器滤波电容电流的权重系数，K_f为电压前馈系数，Q_i为后级逆变器电流环谐振控制器品质因数，s为拉普拉斯算子。

采用本发明后，对于采用虚拟同步发电机技术的光伏逆变器，具备了如下优点：

1、并离网模式切换运行时不需要改变电压双环控制器，减小了过渡过程的冲击，减小了无缝切换时间。

2、虚拟阻尼不影响稳态下垂均分特性，与下垂特性分离控制与设计，相互解耦，提高了系统性能。

3、孤岛运行过载时光伏直流输入电压保持最大功率点电压不变，功率自动锁定到最大功率输出,保证了输入电压的稳定运行。

附图说明

图1是本发明的基于虚拟同步发电机的光伏逆变器拓扑结构。

图2是当

时本发明的前级boost直流升压变换器的控制框图。

图3是当

时本发明的前级boost直流升压变换器的控制框图。

图4是当

时本发明的后级逆变器的功率外环控制框图。

图5是当

时本发明的后级逆变器的功率外环控制框图。

图6是当

时本发明的基于虚拟同步发电机的光伏逆变器等效数学模型。

图7是当

时本发明的基于虚拟同步发电机的光伏逆变器等效数学模型。

具体实施方式

本发明选取两级式光伏逆变器作为案例实施的拓扑结构之一，如图1所示。本发明采用包括光伏电池、boost升压变换器、直流侧储能电容C_dc、三相半桥逆变电路、LCL滤波器，光伏电池输出接boost升压变换器的输入端，直流侧储能电容C_dc并联在boost升压变换器输出端，boost升压变换器的两个输出端分别与三相全桥逆变电路的两个输入端相连，三相全桥逆变电路的三相输出端与LCL滤波器的三相输入端一一对应相连，LCL滤波器的三相输出端分别三相电网E_a、E_b、E_c相连，电网相电压有效值为E，LCL滤波器由桥臂侧电感L、滤波电容C和网侧电感L_g组成。

下面结合附图对本发明的优选方式作进一步详细的描述。

具体的，本实施例中的参数如下：boost直流升压变换器功率为12kW，boost电感为L_b＝1mH，直流侧储能电容为C_dc＝2600μF，三相输出交流线电压有效值为400V/50Hz，额定容量为12kW，光伏逆变器桥臂侧电感为L＝0.9mH，光伏逆变器滤波电容为C＝10μF,网侧电感为L_g＝0.3mH。光伏逆变器采样频率f_s为10kHz，因而T_s＝100μs。

参见图1、2、3、4、5、6和7，本发明提供的一种两级式光伏逆变器虚拟同步发电机控制方法，主要步骤如下：

步骤1，采样及坐标变换；

所述采样包括采集以下数据：后级逆变器滤波电容电压u_ca,u_cb,u_cc，后级逆变器桥臂侧电感电流i_La,i_Lb,i_Lc,后级逆变器直流侧电压U_dc，后级逆变器并网点电网电压e_a,e_b,e_c，前级boost升压变换器输入直流电压U_{dc_boost}和boost电感电流I_{dc_boost}；

所述坐标变换包括对以下数据进行坐标变换：对后级逆变器滤波电容电压u_ca,u_cb,u_cc进行单同步旋转坐标变换得到后级逆变器滤波电容电压dq分量U_cd,U_cq，对后级逆变器桥臂侧电感电流i_La,i_Lb,i_Lc进行单同步旋转坐标变换得到后级逆变器桥臂侧电感电流dq分量I_Ld,I_Lq。

步骤2，根据步骤1中得到的后级逆变器滤波电容电压dq分量U_cd,U_cq，通过通用的微分离散化方程计算后级逆变器滤波电容电流dq分量I_cd,I_cq；根据步骤1得到的后级逆变器桥臂侧电感电流dq分量I_Ld,I_Lq和后级逆变器滤波电容电流dq分量I_cd,I_cq，通过输出电流计算方程得到输出电流dq分量I_od,I_oq；通过有功功率计算方程和无功功率计算方程得到平均有功功率P和平均无功功率Q；对后级逆变器并网点电网电压e_a,e_b,e_c经过锁相环环节得到电网角频率ω_g；根据步骤1得到的前级boost升压变换器输入直流电压U_{dc_boost}和boost电感电流I_{dc_boost}计算前级boost升压变换器输入功率P_{dc_boost}；根据前级boost升压变换器输入直流电压U_{dc_boost}、前级boost升压变换器输入功率P_{dc_boost}和上一控制周期得到的前级boost升压变换器输入直流电压U_{dc_boost}'、上一控制周期得到的前级boost升压变换器输入功率P_{dc_boost}'计算得到输入功率P_{dc_boost}随直流电压U_{dc_boost}的变化率α，

其中dP_{dc_boost}＝P_{dc_boost}-P_{dc_boost}'，dU_{dc_boost}＝U_{dc_boost}-U_{dc_boost}'；

所述平均有功功率P和平均无功功率Q的计算步骤包括：

步骤2.1，通过通用的微分离散化方程计算后级逆变器滤波电容电流的dq分量I_cd,I_cq；

令后级逆变器滤波电容电压dq分量U_cd,U_cq的离散序列为U_cd(n),U_cq(n)，后级逆变器滤波电容电流dq分量I_cd,I_cq的离散序列为I_cd(n),I_cq(n)，则计算后级逆变器滤波电容电流的通用的微分离散化方程为：

其中，f_n-k为第n-k个序列的微分离散化权重系数，C为后级逆变器滤波电容，T_s为光伏逆变器采样周期，K为离散序列点数，n,k为自然数,即n＝0,1,2,3,4......，k＝0,1,2,3,4......；

根据上述方程得到后级逆变器滤波电容电流I_cd,I_cq的离散序列为I_cd(n),I_cq(n)，并得到后级逆变器滤波电容电流的dq分量I_cd,I_cq；

通用离散化方程的参数选择综合考虑差分方程稳定性条件，微分的频率响应以及DSP计算量，f_n-k的选择考虑离当前时刻较近的离散序列权重较大。在本实施例中，取K＝2，

步骤2.2，通过输出电流计算方程计算输出电流的dq分量I_od,I_oq；

根据步骤2.1得到的后级逆变器滤波电容电流的dq分量I_cd,I_cq，经过输出电流计算方程得到输出电流的dq分量I_od,I_oq，所述输出电流计算方程为:

I_od＝I_Ld-I_cd

I_oq＝I_Lq-I_cq

步骤2.3，通过有功功率计算方程和无功功率计算方程计算平均有功功率P和平均无功功率Q；

有功功率计算方程为：

无功功率计算方程为：

其中，Q_pq为功率计算方程品质因数，ω_h为陷波器需要滤除的谐波角频率，s为拉普拉斯算子，τ为一阶低通滤波器的时间常数,h为待抑制的谐波次数。

在本实施例中，考虑主要滤除的谐波次数为2次和3次谐波，因此选取h＝2,3，此时ω_h＝628.3186rad/s,942.4779rad/s。一阶低通滤波器主要考虑滤除高次谐波，且不影响动态响应，一般取τ≤2e^-3s，本例取值τ＝1.5e^-4s；品质因数Q_pq主要考虑陷波器的滤波效果，在本例中，选取Q_pq＝0.5。

步骤3，根据步骤2中得到的平均有功功率P、电网角频率ω_g和光伏逆变器给定的有功功率指令P₀、光伏逆变器给定的有功功率指令P₀时的额定角频率ω₀，以及步骤1中得到的前级boost升压变换器输入直流电压U_{dc_boost}和boost电感电流I_{dc_boost}，经过光伏功率曲线工作区域逻辑判断环节得到后级逆变器的角频率ω和前级boost的控制方程，对ω积分得到后级逆变器的矢量角θ；

所述经过光伏功率曲线工作区域逻辑判断环节得到后级逆变器的角频率ω和前级boost升压变换器的控制方程的过程如下：

(1)当

时，角频率ω的表达式即功角控制方程为：

所述前级Boost升压变换器控制方程为：

其中，K_pu为

时后级逆变器直流侧电压环比例控制系数，K_iu为

时后级逆变器直流侧电压环积分控制系数，K_{pu_dc}为前级boost升压变换器输入直流电压环比例控制系数，前级boost升压变换器输入直流电压环积分控制系数，s为拉普拉斯算子。ω₀为光伏逆变器给定有功功率指令P₀时的额定角频率，m为功角控制下垂系数，J为模拟同步发电机机组的虚拟转动惯量，D₁为光伏逆变器频率反馈系数，D₂为电网频率反馈系数。U_dc ^*为后级逆变器给定的直流侧电压指令值，U_{dc_boost} ^*为前级boost升压变换器输入直流电压指令值，U为boost升压变换器的电压控制信号。

(2)当

时，角频率ω的表达式即功角控制方程为：

所述前级Boost升压变换器控制方程为：

I_dL ^*＝(K_{p_dc}+K_{i_dc}/s)(U_dc ^*-U_dc)

其中，K_{p_dc}为

时后级逆变器直流侧电压环比例控制系数，K_{i_dc}为

时后级逆变器直流侧电压环积分控制系数，K_{pi_dc}为boost电感电流环比例控制系数，I_dL ^*为boost升压变换器电压控制方程得到的电感电流指令值。

根据光伏阵列的特性曲线，在U_{dc_boost}大于最大功率点电压的区域，前级boost升压变换器输入功率P_{dc_boost}随U_{dc_boost}的增大而减小，即α＝dP_{dc_boost}/dU_{dc_boost}<0，U_{dc_boost}在该区域运行时是稳定的；在U_{dc_boost}小于最大功率点电压的区域，前级boost升压变换器输入功率P_{dc_boost}随U_{dc_boost}的增大而增大，即α＝dP_{dc_boost}/dU_{dc_boost}>0，U_{dc_boost}在该区域运行时是不稳定的。当两级式光伏逆变器孤岛运行时，若负载功率小于或等于光伏电池最大功率点输出功率，则直接控制后级逆变器直流侧电压，光伏电池出力自动与负载保持平衡；若出现过载情况，即负载功率大于光伏电池最大功率点输出功率，U_{dc_boost}将不断跌落，引发光伏电池输出直流电压崩溃，此时则应放开后级逆变器直流侧电压控制，转而进行MPPT控制，使光伏电池运行在最大功率点。

功角控制方程表明了光伏逆变器有功功率下垂曲线关系、虚拟惯量大小和阻尼大小。其中，虚拟惯量表明了系统频率的变化率，为了保证系统频率变化平稳，需要有较大的虚拟惯量；然而虚拟惯量相当于在系统中加入了一阶惯性环节，太大的虚拟惯量有可能导致系统的不稳定。因而参数选择需要折中处理。为保证系统稳定性，在本实施例中，惯性时间常数范围在τ_virtual＝Jω₀m≤2e^-3s；功角控制方程中的有功功率下垂曲线关系包括三个系数，功角控制下垂系数m表示下垂曲线的斜率，取值原则为100％的有功功率变化时，频率变化0.5Hz以内；给定光伏逆变器有功功率指令P₀和相对应的额定角频率ω₀表示下垂曲线的位置关系，主要考虑光伏逆变器输出有功功率为P₀时，其输出频率大小。

在本实施例中，功角控制下垂系数取值为

根据惯性时间常数取值原则取τ_virtual＝Jω₀m＝1.5e^-3s，可得J＝0.023kg·m²,为保证控制运行时能量不流向直流侧，光伏逆变器给定有功功率指令取值为P₀＝1kW，此时对应的额定角频率取值为ω₀＝314.1593rad/s。

D₁,D₂表明了外环功率环的阻尼特性，根据上述方程

和

时基于虚拟同步发电机的光伏逆变器数学模型分别如图6和图7所示，进而可得有功功率传递函数为：

(1)当

时：

(2)当

时：

其中，

为功角传递函数，E为电网相电压有效值，X为光伏逆变器每相等效输出阻抗。在本实施例中，光伏逆变器的等效输出阻抗为额定阻抗的5％，因而K_s等效为K_s≈20×12kW。

根据控制系统二阶振荡方程可得系统的阻尼为

其中ζ>0，将m,J,ω₀,K_s带入可得D₁的取值范围为D₁>-4761.905，在本实施例中，取ζ＝0.7，则D₁＝-2918.280，D₂＝-2918.280。

电压和电流控制方程中的参数主要考虑控制系统的稳定性和动稳态性能；在本实施例中，当

时，取

当

时，取

后级逆变器给定直流侧电压指令值U_dc ^*为650V，前级boost升压变换器输入直流电压指令值U_{dc_boost} ^*通过MPPT控制得到。

步骤4，根据步骤2中得到的平均无功功率Q和光伏逆变器给定的无功功率指令Q₀、光伏逆变器给定的无功功率指令Q₀时的额定输出电容电压U₀，经过无功控制方程得到虚拟同步发电机的端电压U^*。

所述无功控制方程为：

U^*＝U₀+n_q(Q₀-Q)

其中，U₀为光伏逆变器给定无功功率指令Q₀时的额定输出电容电压、n_q为无功-电压下垂系数。

无功-电压下垂系数n_q取值原则为100％的无功功率变化时，电压幅值变化在2％之内；光伏逆变器给定的无功功率指令Q₀和相对应的额定输出电容电压U₀表示下垂曲线的位置关系，主要考虑光伏逆变器输出无功功率为Q₀时，其输出电压大小。

在本实施例中，无功-电压下垂系数取值为

给定光伏逆变器无功功率指令Q₀考虑系统输出无功功率为Q₀＝0，此时对应的额定输出电容电压U₀＝400V。

步骤5，先根据步骤4中得到的虚拟同步发电机的端电压U^*和步骤1中得到的后级逆变器滤波电容电压dq的分量U_cd,U_cq，通过电压控制方程得到电流指令信号

再根据电流指令信号

步骤1中得到的后级逆变器桥臂侧电感电流的dq分量I_Ld,I_Lq和步骤2中得到的后级逆变器滤波电容电流的dq分量I_cd,I_cq，通过加权电流控制方程得到控制信号U_d,U_q。

所述电压控制方程为:

其中，K_p为后级逆变器电压环比例控制系数、K_i为后级逆变器电压环积分控制系数、K_r为后级逆变器电压环谐振控制器比例系数，Q_u为后级逆变器电压环谐振控制器品质因数，ω_h为陷波器需要滤除的谐波角频率，s为拉普拉斯算子，h为待抑制的谐波次数。

电压控制方程中的参数主要考虑控制系统的稳定性和动稳态性能；在本实施例中，取K_p＝0.03,K_i＝0.8,谐振调节器主要考虑消除系统中的奇次谐波，取h＝3,5,7,9,11，因而角频率分别等于

ω_h＝942.5rad/s,1570.8rad/s,2199.1rad/s,2827.4rad/s,3455.8rad/s。

品质因数Q_u主要考虑谐振控制器的增益和稳定性，在本例中，选取Q_u＝0.7；谐振控制器比例系数综合考虑电压环的动稳态控制性能和系统稳定性，在本例中，选取k_r＝100。

所述加权电流控制方程为：

其中，K_pi为后级逆变器电流环比例控制系数，K_ri为后级逆变器电流环谐振控制器比例系数，w₁为后级逆变器桥臂侧电感电流的权重系数，w₂为后级逆变器滤波电容电流的权重系数，K_f为电压前馈系数，Q_i为后级逆变器电流环谐振控制器品质因数，s为拉普拉斯算子。

电流控制方程中的参数主要考虑控制系统的阻尼特性和直流分量抑制能力；在本实施例中，取K_pi＝0.05,谐振控制器主要考虑消除系统中的直流分量，品质因数Q_i主要考虑谐振控制器的增益和稳定性，在本例中，选取Q_i＝0.7；谐振控制器比例系数综合考虑电流环的直流分量抑制能力和系统稳定性，在本例中，选取K_ri＝50。

后级逆变器桥臂侧电感电流与滤波电容电流加权反馈控制环节主要考虑光伏逆变器孤岛运行输出电压的动态响应与并联均流之间的均衡。在本实施例中，取w₁＝0.3,w₂＝0.7。

步骤6，将步骤5中得到的控制信号U_d,U_q经过单同步旋转坐标反变换得到三相桥臂电压控制信号U_a,U_b,U_c，再根据U_a,U_b,U_c生成开关管的PWM控制信号。

显然，本领域的技术人员可以对本发明的一种两级式光伏逆变器虚拟同步发电机控制方法进行各种改动和变型而不脱离本发明的精神和范围。这样，倘若对本发明的这些修改和变型属于本发明权利要求及其等同技术的范围之内，则本发明也意图包含这些改动和变型在内。

Claims (6)

1.一种两级式光伏逆变器虚拟同步发电机控制方法，所述的两级式光伏逆变器包括前级boost升压变换器和后级逆变器，对前级boost升压变换器和后级逆变器进行采样和坐标变换；所述采样包括对以下数据进行采样：后级逆变器滤波电容电压u_ca,u_cb,u_cc、后级逆变器桥臂侧电感电流i_La,i_Lb,i_Lc；所述坐标变换包括对以下数据进行坐标变换：对后级逆变器滤波电容电压u_ca,u_cb,u_cc进行单同步旋转坐标变换得到后级逆变器滤波电容电压dq分量U_cd,U_cq，对后级逆变器桥臂侧电感电流i_La,i_Lb,i_Lc进行单同步旋转坐标变换得到后级逆变器桥臂侧电感电流dq分量I_Ld,I_Lq；

其特征在于，本控制方法步骤如下：

步骤1，采集以下数据：后级逆变器直流侧电压U_dc，前级boost升压变换器输入直流电压U_{dc_boost}和boost电感电流I_{dc_boost}，后级逆变器并网点电网电压e_a,e_b,e_c；

步骤2，根据采样得到的后级逆变器滤波电容电压dq分量U_cd,U_cq，通过通用的微分离散化方程计算后级逆变器滤波电容电流dq分量I_cd,I_cq；根据采样得到的后级逆变器桥臂侧电感电流dq分量I_Ld,I_Lq和后级逆变器滤波电容电流dq分量I_cd,I_cq，通过输出电流计算方程得到输出电流dq分量I_od,I_oq；通过有功功率计算方程和无功功率计算方程得到平均有功功率P和平均无功功率Q；对后级逆变器并网点电网电压e_a,e_b,e_c经过锁相环环节得到电网角频率ω_g；根据步骤1得到的前级boost升压变换器输入直流电压U_{dc_boost}和boost电感电流I_{dc_boost}计算前级boost升压变换器输入功率P_{dc_boost}；根据前级boost升压变换器输入直流电压U_{dc_boost}、前级boost升压变换器输入功率P_{dc_boost}和上一控制周期得到的前级boost升压变换器输入直流电压U_{dc_boost}'、上一控制周期得到的前级boost升压变换器输入功率P_{dc_boost}'计算得到输入功率P_{dc_boost}随直流电压U_{dc_boost}的变化率α，

其中dP_{dc_boost}＝P_{dc_boost}-P_{dc_boost}'，dU_{dc_boost}＝U_{dc_boost}-U_{dc_boost}'；

步骤3，根据步骤2中得到的平均有功功率P、电网角频率ω_g和光伏逆变器给定的有功功率指令P₀、光伏逆变器给定的有功功率指令P₀时的额定角频率ω₀，以及步骤1得到的前级boost升压变换器输入直流电压U_{dc_boost}和boost电感电流I_{dc_boost}，经过光伏功率曲线工作区域逻辑判断环节得到后级逆变器的角频率ω和前级boost的控制方程，对ω积分得到后级逆变器的矢量角θ；

步骤4，根据步骤2中得到的平均无功功率Q和光伏逆变器给定的无功功率指令Q₀、光伏逆变器给定的无功功率指令Q₀时的额定输出电容电压U₀，经过无功控制方程得到虚拟同步发电机的端电压U^*；

步骤5，先根据步骤4中得到的虚拟同步发电机的端电压U^*和采样得到的后级逆变器滤波电容电压的dq分量U_cd,U_cq，通过电压控制方程得到电流指令信号

再根据电流指令信号

采样得到的后级逆变器桥臂侧电感电流的dq分量I_Ld,I_Lq和步骤2中得到的后级逆变器滤波电容电流的dq分量I_cd,I_cq，通过加权电流控制方程得到控制信号U_d,U_q；

步骤6，将步骤5中得到的控制信号U_d,U_q经过单同步旋转坐标反变换得到三相桥臂电压控制信号U_a,U_b,U_c，再根据U_a,U_b,U_c生成开关管的PWM控制信号。

2.根据权利要求1所述的两级式光伏逆变器虚拟同步发电机控制方法，其特征在于，步骤2中所述平均有功功率P和平均无功功率Q的计算步骤包括：

步骤2.1，通过通用的微分离散化方程计算后级逆变器滤波电容电流的dq分量I_cd,I_cq；

令后级逆变器滤波电容电压dq分量U_cd,U_cq的离散序列为U_cd(n),U_cq(n)，后级逆变器滤波电容电流dq分量I_cd,I_cq的离散序列为I_cd(n),I_cq(n)，则计算后级逆变器滤波电容电流的通用的微分离散化方程为：

其中，f_n-k为第n-k个序列的微分离散化权重系数，C为后级逆变器滤波电容，T_s为光伏逆变器采样周期，K为离散序列点数，n,k为自然数，即n＝0,1,2,3,4......，k＝0,1,2,3,4......；

根据上述方程得到后级逆变器滤波电容电流I_cd,I_cq的离散序列为I_cd(n),I_cq(n)，并得到后级逆变器滤波电容电流的dq分量I_cd,I_cq；

步骤2.2，通过输出电流计算方程计算输出电流的dq分量I_od,I_oq；

根据步骤2.1得到的后级逆变器滤波电容电流的dq分量I_cd,I_cq，经过输出电流计算方程得到输出电流的dq分量I_od,I_oq，所述输出电流计算方程为：

I_od＝I_Ld-I_cd

I_oq＝I_Lq-I_cq

步骤2.3，通过有功功率计算方程和无功功率计算方程计算平均有功功率P和平均无功功率Q；

有功功率计算方程为：

无功功率计算方程为：

其中，Q_pq为功率计算方程品质因数，ω_h为陷波器需要滤除的谐波角频率，s为拉普拉斯算子，τ为一阶低通滤波器的时间常数，h为待抑制的谐波次数。

3.根据权利要求1所述的两级式光伏逆变器虚拟同步发电机控制方法，其特征在于，步骤3中所述经过光伏功率曲线工作区域逻辑判断环节得到后级逆变器的角频率ω和前级boost升压变换器的控制方程的过程如下：

(1)当

时：

所述前级Boost升压变换器控制方程为：

其中，K_pu为

时后级逆变器直流侧电压环比例控制系数，K_iu为

时后级逆变器直流侧电压环积分控制系数，K_{pu_dc}为前级boost升压变换器输入直流电压环比例控制系数，K_{iu_dc}为前级boost升压变换器输入直流电压环积分控制系数，s为拉普拉斯算子，ω₀为光伏逆变器给定有功功率指令P₀时的额定角频率，m为功角控制下垂系数，J为模拟同步发电机机组的虚拟转动惯量，D₁为光伏逆变器频率反馈系数，D₂为电网频率反馈系数，U_dc ^*为后级逆变器给定的直流侧电压指令值，U_{dc_boost} ^*为前级boost升压变换器输入直流电压指令值，U为boost升压变换器的电压控制信号；

(2)当

时：

所述前级Boost升压变换器控制方程为：

I_dL ^*＝(K_{p_dc}+K_{i_dc}/s)(U_dc ^*-U_dc)

其中，K_{p_dc}为

时后级逆变器直流侧电压环比例控制系数，K_{i_dc}为

时后级逆变器直流侧电压环积分控制系数，K_{pi_dc}为boost电感电流环比例控制系数，I_dL ^*为boost升压变换器电压控制方程得到的电感电流指令值。

4.根据权利要求1所述的两级式光伏逆变器虚拟同步发电机控制方法，其特征在于，步骤4中所述无功控制方程为：

U^*＝U₀+n_q(Q₀-Q)

其中，U₀为光伏逆变器给定的无功功率指令Q₀时的额定输出电容电压，n_q为无功-电压下垂系数。

5.根据权利要求1所述的两级式光伏逆变器虚拟同步发电机控制方法，其特征在于，步骤5中所述电压控制方程为：

其中，K_p为后级逆变器电压环比例控制系数，K_i为后级逆变器电压环积分控制系数，K_r为后级逆变器电压环谐振控制器比例系数，Q_u为后级逆变器电压环谐振控制器品质因数，ω_h为陷波器需要滤除的谐波角频率，s为拉普拉斯算子，h为待抑制的谐波次数。

6.根据权利要求1所述的两级式光伏逆变器虚拟同步发电机控制方法，其特征在于，步骤5中所述加权电流控制方程为：

其中，K_pi为后级逆变器电流环比例控制系数，K_ri为后级逆变器电流环谐振控制器比例系数，w₁为后级逆变器桥臂侧电感电流的权重系数，w₂为后级逆变器滤波电容电流的权重系数，K_f为电压前馈系数，Q_i为后级逆变器电流环谐振控制器品质因数，s为拉普拉斯算子。

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