CN109713678B - 微网电压控制方法和系统 - Google Patents

Abstract

本发明涉及一种微网电压控制方法和系统。该控制方法包括：在负载波动情况下，通过获取各逆变器的输出电流I_Oi‑abc得到各逆变器的前馈有功电流I_d‑PCSi和前馈无功电流I_q‑PCSi，根据各逆变器的前馈有功电流I_d‑PCSi和前馈无功电流I_q‑PCSi、各滤波电感电流I_Li‑abc和各滤波电容电压U_Ci‑abc得到驱动脉冲，该驱动脉冲能够自动恢复各逆变器输出电压的频率和幅值至额定值。

Description

微网电压控制方法和系统

技术领域

本发明涉及电力系统三相逆变器的控制技术，特别是涉及一种微网电压控制方法和系统。

背景技术

随着微网系统容量的增加，基于电流下垂模式的逆变器由于具有即插即用，无互联线交错，便于并离网切换等优点，在需要多台逆变器并联运行的情况下得到了广泛应用。然而在离网运行模式下，存在负载波动导致输出电压偏移额定电压的问题。

发明内容

本申请要解决的技术问题是提供一种在负载波动情况下能使逆变器输出电压自动恢复至额定电压的微网电压控制方法和系统。

一种微网电压控制方法，包括如下步骤：

获取各滤波电感电流I_Li-abc、各滤波电容电压U_Ci-abc和各逆变器的输出电流I_Oi-abc；

根据所述各逆变器的输出电流I_Oi-abc计算各逆变器的前馈有功电流I_d-PCSi和前馈无功电流I_q-PCSi；

根据所述各逆变器的前馈有功电流I_d-PCSi和前馈无功电流I_q-PCSi、各滤波电感电流I_Li-abc和各滤波电容电压U_Ci-abc计算驱动脉冲，所述驱动脉冲用于调节所述各逆变器输出电压至额定电压。

上述的微网电压控制方法，在负载波动情况下，通过获取各逆变器的输出电流I_Oi-abc计算得到各逆变器的前馈有功电流I_d-PCSi和前馈无功电流I_q-PCSi，根据各逆变器的前馈有功电流I_d-PCSi和前馈无功电流I_q-PCSi、各滤波电感电流I_Li-abc和各滤波电容电压U_Ci-abc计算得到驱动脉冲，该驱动脉冲能够自动恢复各逆变器输出电压的频率和幅值至额定值。

在其中一个实施例中，所述根据所述各逆变器的输出电流I_Oi-abc计算各逆变器的前馈有功电流I_d-PCSi和前馈无功电流I_q-PCSi，包括：

根据电流下垂系数计算各逆变器的前馈有功电流分配系数α_d-ωi和前馈无功电流分配系数α_q-ωi；

根据所述各逆变器的输出电流I_Oi-abc和各逆变器的前馈有功电流分配系数α_d-ωi计算各逆变器的前馈有功电流I_d-PCSi；

根据所述各逆变器的输出电流I_Oi-abc和各逆变器的前馈无功电流分配系数α_q-ωi计算各逆变器的前馈无功电流I_q-PCSi。

在其中一个实施例中，所述前馈有功电流I_d-PCSi和前馈无功电流I_q-PCSi分别为：

其中，I_d-PCSi代表第i台逆变器的前馈有功电流，I_q-PCSi代表第i台逆变器的前馈无功电流，αd_-ωi代表第i台逆变器的前馈有功电流分配系数，α_q-ωi代表第i台逆变器的前馈无功电流分配系数，I_Odi代表总的输出电流

的有功分量，I_Oqi代表总的输出电流

的无功分量，N代表逆变器的总数。

在其中一个实施例中，所述根据电流下垂系数计算各逆变器的前馈有功电流分配系数αd_-ωi和前馈无功电流分配系数α_q-ωi，包括：

根据所述电流下垂系数的有功电流下垂系数m_i ^*计算所述各逆变器的前馈有功电流分配系数α_d-ωi；

根据所述电流下垂系数的无功电流下垂系数n_i ^*计算所述各逆变器的前馈无功电流分配系数α_q-ωi。

在其中一个实施例中，所述前馈有功电流分配系数α_d-ωi和所述前馈无功电流分配系数α_q-ωi分别为：

其中，m_i ^*代表第i台逆变器的有功电流下垂系数，n_i ^*代表第i台逆变器的无功电流下垂系数。

在其中一个实施例中，所述根据所述各逆变器的前馈有功电流I_d-PCSi和前馈无功电流I_q-PCSi、各滤波电感电流I_Li-abc和各滤波电容电压U_Ci-abc计算出驱动脉冲，包括：

将三相所述各滤波电感电流I_Li-abc转换为两相旋转坐标系下的d轴分量I_Ldi和q轴分量I_Lqi，基于d轴分量I_Ldi和q轴分量I_Lqi，计算所述各滤波电感电流的d轴正负序分量I_Ldi ^+-和q轴正负序分量I_Lqi ^+-；同时，将三相所述各滤波电容电压U_Ci-abc转换为两相旋转坐标系下的d轴分量U_Cdi和q轴分量U_Cqi，并基于d轴分量U_Cdi和q轴分量U_Cqi，计算所述各滤波电容电压的d轴正序分量U_Cdi ⁺和q轴正序分量U_Cqi ⁺；

根据所述各滤波电感电流的d轴正负序分量I_Ldi ^+-、q轴正负序分量I_Lqi ^+-，所述各滤波电容电压的d轴正序分量U_Cdi ⁺、q轴正序分量U_Cqi ⁺、各逆变器的前馈有功电流I_d-PCSi和前馈无功电流I_q-PCSi，计算所述驱动脉冲。

在其中一个实施例中，所述根据所述各滤波电感电流的d轴正负序分量I_Ldi ^+-、q轴正负序分量I_Lqi ^+-，所述各滤波电容电压的d轴正序分量U_Cdi ⁺、q轴正序分量U_Cqi ⁺、各逆变器的前馈有功电流I_d-PCSi和前馈无功电流I_q-PCSi，计算所述驱动脉冲，包括：

基于所述各逆变器的前馈有功电流I_d-PCSi、前馈无功电流I_q-PCSi和所述各滤波电感电流的d轴正序分量I_Ldi ⁺、q轴正序分量I_Lqi ⁺，计算出各逆变器输出电压参考频率w_i ^*和参考电压幅值E_i ^*；

通过所述参考电压幅值E_i ^*和各滤波电容电压的d轴正序分量U_Cdi ⁺、q轴正序分量U_Cqi ⁺，计算出各逆变器的d轴电流指令I_drefi和q轴电流指令I_qrefi；

对所述参考频率w_i ^*进行积分得到输出电压的相位参考值θ_i；

根据所述输出电压的相位参考值θ_i，所述各逆变器的d轴电流指令I_drefi、q轴电流指令I_qrefi和所述各滤波电感电流的d轴正负序分量I_Ldi ^+-、q轴正负序分量I_Lqi ^+-，计算出所述驱动脉冲。

本申请还提供了一种微网电压控制系统，与多逆变器并联系统相连，所述多逆变器并联系统包括若干个并联的逆变器，所述逆变器包括依次连接的直流微源、逆变桥、滤波电感、滤波电容，所述滤波电容通过线路阻抗与负荷相连，包括：

采样电路，用于获取各滤波电感电流I_Li-abc、各滤波电容电压U_Ci-abc和各逆变器的输出电流I_Oi-abc；

负荷电流采样预测电路，用于根据所述各逆变器的输出电流I_Oi-abc计算各逆变器的前馈有功电流I_d-PCSi和前馈无功电流I_q-PCSi；

控制电路，用于根据所述各逆变器的前馈有功电流I_d-PCSi和前馈无功电流I_q-PCSi、各滤波电感电流I_Li-abc和各滤波电容电压U_Ci-abc计算驱动脉冲，所述驱动脉冲用于调节所述各逆变器输出电压至额定电压。

在其中一个实施例中，控制电路包括：

坐标变换单元，用于将三相所述各滤波电感电流I_Li-abc转换为两相旋转坐标系下的d轴分量I_Ldi和q轴分量I_Lqi；同时，将三相所述各滤波电容电压U_Ci-abc转换为两相旋转坐标系下的d轴分量U_Cdi和q轴分量U_Cqi；

正负序分离单元，用于基于d轴分量I_Ldi和q轴分量I_Lqi，计算所述各滤波电感电流的d轴正负序分量I_Ldi ^+-和q轴正负序分量I_Lqi ^+-；同时，基于d轴分量U_Cdi和q轴分量U_Cqi，计算所述各滤波电容电压的d轴正序分量U_Cdi ⁺和q轴正序分量U_Cqi ⁺；

驱动单元，用于根据所述各滤波电感电流的d轴正负序分量I_Ldi ^+-、q轴正负序分量I_Lqi ^+-，所述各滤波电容电压的d轴正序分量U_Cdi ⁺、q轴正序分量U_Cqi ⁺、各逆变器的前馈有功电流I_d-PCSi和前馈无功电流I_q-PCSi，计算所述驱动脉冲。

在其中一个实施例中，驱动单元还包括：

电流下垂单元，用于基于所述各逆变器的前馈有功电流I_d-PCSi、前馈无功电流I_q-PCSi和所述各滤波电感电流的d轴正序分量I_Ldi ⁺、q轴正序分量I_Lqi ⁺，计算出各逆变器输出电压参考频率w_i ^*和参考电压幅值E_i ^*；

虚拟阻抗单元，用于通过所述参考电压幅值E_i ^*和各滤波电容电压的d轴正序分量U_Cdi ⁺、q轴正序分量U_Cqi ⁺，计算出各逆变器的d轴电流指令I_drefi和q轴电流指令I_qrefi；

积分单元，用于对所述电压参考频率w_i ^*进行积分得到输出电压的相位参考值θ_i；

电流内环单元，用于根据所述输出电压的相位参考值θ_i，所述各逆变器的d轴电流指令I_drefi、q轴电流指令I_qrefi和所述各滤波电感电流的d轴正负序分量I_Ldi ^+-、q轴正负序分量I_Lqi ^+-，计算所述驱动脉冲。

附图说明

图1为一实施例中微网电压控制方法的流程示意图；

图2为多逆变器并联系统拓扑图；

图3为一实施例中单个逆变器运行的等效电路图；

图4为一实施例中电流下垂的原理图；

图5为一实施例中步骤S30的具体流程示意图；

图6为一实施例中步骤S310的具体流程示意图；

图7为一实施例中前馈有功电流和前馈无功电流的控制原理图；

图8为一实施例中参考电压转换为电流指令的控制原理图；

图9为一实施例中电流指令转换为驱动脉冲的控制原理图；

图10为一实施例中微网电压控制系统的系统结构示意图。

具体实施方式

为了便于理解本发明，下面将参照相关附图对本发明进行更全面的描述。附图中给出了本发明的首选实施例。但是，本发明可以以许多不同的形式来实现，并不限于本文所描述的实施例。相反地，提供这些实施例的目的是使对本发明的公开内容更加透彻全面。

除非另有定义，本文所使用的所有的技术和科学术语与属于本发明的技术领域的技术人员通常理解的含义相同。本文中在本发明的说明书中所使用的术语只是为了描述具体的实施例的目的，不是旨在于限制本发明。本文所使用的术语“及/或”包括一个或多个相关的所列项目的任意的和所有的组合。

此外，术语“第一”、“第二”仅用于描述目的，而不能理解为指示或暗示相对重要性或者隐含指明所指示的技术特征的数量。由此，限定有“第一”、“第二”的特征可以明示或者隐含地包括至少一个该特征。在本发明的描述中，“多个”的含义是至少两个，例如两个，三个等，除非另有明确具体的限定。在本发明的描述中，“若干”的含义是至少一个，例如一个，两个等，除非另有明确具体的限定。

参见图1，图1为一实施例中微网电压控制方法的流程示意图。

在本实施例中，微网电压控制方法用于自动调节各逆变器输出电压至额定电压，包括步骤S10、S20及S30。详述如下：

步骤S10：获取各滤波电感电流I_Li-abc、各滤波电容电压U_Ci-abc和各逆变器的输出电流I_Oi-abc。

具体地，本申请中各逆变器的输出电压为矢量，包括输出电压的幅值和频率，微网电压控制方法用于自动调节各逆变器输出电压的频率和幅值至额定值。

为扩大微网的容量，本实施例采用多台逆变器并联的方式接入负载，参见图2，图2为多逆变器并联系统拓扑图，每台逆变器包括依次连接的直流微源U_dci、逆变桥400、滤波电感500和滤波电容600、开关K1和开关K2，并网时，开关K1闭合，开关K2断开；离网时，开关K1断开，开关K2闭合。本申请研究的是离网条件下的微网电压控制方法，离网时，滤波电容通过线路阻抗与负载相连，其中，U_dci表示第i台逆变器中直流微源的输出电压，I_Li-abc表示第i台逆变器中滤波电感电流，U_Ci-abc表示第i台逆变器中滤波电容电压，I_Oi-abc表示第i台逆变器输出电流。进一步地，获取各滤波电感电流I_Li-abc、各滤波电容电压U_Ci-abc和各逆变器的输出电流I_Oi-abc的器件并不唯一，可以采用互感器，也可以采用电阻与霍尔传感器组成的测量电路。

步骤S20：根据各逆变器的输出电流I_Oi-abc计算各逆变器的前馈有功电流I_d-PCSi和前馈无功电流I_q-PCSi。

各逆变器的输出电流I_Oi-abc是反映负载波动情况的重要参数，在电流下垂的基础上，可以计算出各逆变器的有功电流下垂系数m_i ^*和无功电流下垂系数n_i ^*，其中，基于各逆变器的有功电流下垂系数m_i ^*可以计算出各逆变器的前馈有功电流分配系数α_d-ωi，基于各逆变器的无功电流下垂系数n_i ^*可以计算出各逆变器的前馈无功电流分配系数α_q-ωi；同时，通过各逆变器的输出电流I_Oi-abc可以计算出总的输出电流

将总的输出电流

转换为两相旋转坐标系下的有功分量I_Odi和无功分量I_Oqi，各逆变器的前馈有功电流分配系数αd_-ωi与总的输出电流

的有功分量I_Odi的乘积即可计算出各逆变器的前馈有功电流I_d-PCSi，各逆变器的前馈无功电流分配系数α_q-ωi与总的输出电流

的无功分量I_Oqi的乘积即可计算出各逆变器的前馈无功电流I_q-PCSi，其表达式为：

其中，I_d-PCSi代表第i台逆变器的前馈有功电流，I_q-PCSi代表第i台逆变器的前馈无功电流，αd_-ωi代表第i台逆变器的前馈有功电流分配系数，α_q-ωi代表第i台逆变器的前馈无功电流分配系数，I_Oi-abc代表第i台逆变器的输出电流，I_Odi代表总的输出电流

的有功分量，I_Oqi代表总的输出电流

的无功分量，m_i ^*代表第i台逆变器的有功电流下垂系数，n_i ^*代表第i台逆变器的无功电流下垂系数，N代表逆变器的总数。

需要说明的是，计算有功分量I_Odi和无功分量I_Oqi，包括：计算总的各逆变器的输出电流

将总的各逆变器的输出电流

转换为两相旋转坐标系下的d轴分量和q轴分量，其中，d轴分量即为有功分量，q轴分量即为无功分量。

具体地，当计算得到的各逆变器的有功电流下垂系数m_i ^*和无功电流下垂系数n_i ^*都一致时，控制系统直接将获取到的总的输出电流

均分作为各逆变器的前馈；当计算得到的各逆变器的有功电流下垂系数m_i ^*和无功电流下垂系数n_i ^*不一致时，给定给各逆变器的前馈将不一样，此时控制系统对总的输出电流

进行采样后，按照各逆变器的有功电流下垂系数m_i ^*和无功电流下垂系数n_i ^*分别计算各逆变器的前馈有功电流分配系数值和前馈无功电流分配系数值，从而实现对各逆变器输出电压的自动恢复。

步骤S30：根据各逆变器的前馈有功电流I_d-PCSi和前馈无功电流I_q-PCSi、各滤波电感电流I_Li-abc和各滤波电容电压U_Ci-abc计算驱动脉冲，驱动脉冲用于调节各逆变器输出电压至额定电压。

对应地，将获取到的前馈有功电流I_d-PCSi和前馈无功电流I_q-PCSi、各滤波电感电流I_Li-abc和各滤波电容电压U_Ci-abc经过相应的运算后生成PWM脉冲，该PWM脉冲通过控制各逆变桥中开关管的通断，实现对各逆变器输出电压的自动恢复。具体地，前馈有功电流用于调节各逆变器输出电压的频率至额定值，前馈无功电流用于调节各逆变器输出电压的幅值至额定值。

上述的微网电压控制方法，在负载波动情况下，通过获取各逆变器的输出电流I_Oi-abc计算得到各逆变器的前馈有功电流I_d-PCSi和前馈无功电流I_q-PCSi，根据各逆变器的前馈有功电流I_d-PCSi和前馈无功电流I_q-PCSi、各滤波电感电流I_Li-abc和各滤波电容电压U_Ci-abc计算得到驱动脉冲，该驱动脉冲能够自动恢复各逆变器输出电压的频率和幅值至额定值。

在一个实施例中，前馈有功电流分配系数α_d-ωi和前馈无功电流分配系数α_q-ωi分别为：

其中，以计算前馈有功电流分配系数α_d-ωi为例进行说明，各逆变器的前馈有功电流分配系数α_d-ωi之和为1，根据第i台逆变器的有功电流下垂系数m_i ^*的倒数占各台逆变器的有功电流下垂系数m_i ^*的倒数之和的权重可以得到第i台逆变器的前馈有功电流分配系数α_d-ωi，i＝1,2,……，N，N代表逆变器的总数。例如，当N＝3，i＝2时，第二台逆变器的前馈有功电流分配系数为第二台逆变器的有功电流下垂系数的倒数除以第一台逆变器的有功电流下垂系数的倒数、第二台逆变器的有功电流下垂系数的倒数和第三台逆变器的有功电流下垂系数的倒数之和的值，第一台逆变器的前馈有功电流分配系数、第二台逆变器的前馈有功电流分配系数和第三台逆变器的前馈有功电流分配系数的和为1，当N和i为其他值时以此类推，且计算前馈无功电流分配系数α_q-ωi与计算前馈有功电流分配系数α_d-ωi的方法类似，在此不再赘述。

具体地，下垂控制策略的理论依据参见图3，图3为一实施例中单个逆变器运行的等效电路图，E为单个逆变器的内电势，

为逆变器至负载之间的线路阻抗，R为等效电阻，X为等效电抗，X＝wL，L为等效电感，

为阻抗角，U为负载电压的幅值，δ为逆变器的内电势与负载电压的相角差，I为逆变器向负载输入的电流。

由上图可得电压电流的表达式为：

当线路阻抗为纯感性时，即

为90度，I_d和I_q可简化为：

当功角很小时，即δ趋近于0，I_d和I_q可简化为：

本申请以线路阻抗为纯感性进行研究，当线路阻抗为纯感性时，有功和无功才能解耦，各逆变器输出电压的频率仅与有功电流有关，逆变器各输出电压的幅值仅与无功电流有关。

参见图4，图4为一实施例中电流下垂的原理图，单个逆变器的有功电流下垂系数m^*和无功电流下垂系数n^*为：

其中，m^*表示逆变器的有功电流下垂系数，n^*表示逆变器的无功电流下垂系数，I_d0表示逆变器额定运行点对应的有功电流，离网时一般取0，I_q0表示逆变器额定运行点对应的无功电流，离网时一般取0，I_dmax表示逆变器输出的最大有功电流，I_qmax表示逆变器输出的最大无功电流，f₀表示逆变器的额定频率，f_min表示人为规定的逆变器输出的最大有功功率时对应的最低频率，E₀表示逆变器的额定相电压的幅值，E_min表示为人为规定的逆变器输出最大无功功率时对应的最低相电压的幅值。

由图4可知，各逆变器输出的有功电流和频率呈线性关系而无功电流和电压幅值成线性关系。例如，当逆变器输出的有功电流为I_d0和无功电流为I_q0时，逆变器输出电压的频率为f₀，幅值为E₀，即运行于下垂特性曲线的额定运行点C点；当逆变器输出的有功电流为I_dmax和无功电流为I_qmax时，逆变器输出电压的频率为f_min，幅值为E_min，即运行于下垂特性曲线的D点；即当各逆变器输出的有功电流和无功电流变化时，逆变器输出电压的频率和幅值按照电流下垂特性曲线线性变化。

具体地，微网电压控制方法的步骤包括：获取各滤波电感电流I_Li-abc、各滤波电容电压U_Ci-abc和各逆变器的输出电流I_Oi-abc；在电流下垂的基础上，通过式(6)计算得到各逆变器的有功电流下垂系数m_i ^*和无功电流下垂系数n_i ^*；将各逆变器的有功电流下垂系数m_i ^*/无功电流下垂系数n_i ^*通过式(2)计算得到各逆变器的前馈有功电流分配系数αd_-ωi/前馈无功电流分配系数α_q-ωi；将得到的各逆变器的前馈有功电流分配系数αd_-ωi、前馈无功电流分配系数α_q-ωi和各逆变器的输出电流I_Oi-abc通过式(1)得到各逆变器的前馈有功电流I_d-PCSi和前馈无功电流I_q-PCSi；将得到的各逆变器的前馈有功电流I_d-PCSi、前馈无功电流I_q-PCSi、各滤波电感电流I_Li-abc和各滤波电容电压U_Ci-abc经过相应的运算后生成PWM脉冲，该PWM脉冲通过控制各逆变桥中开关管的通断，实现对各逆变器输出电压的自动恢复。

在一个实施例中，参见图5，图5为一实施例中步骤S30的具体流程示意图，根据各逆变器的各逆变器的前馈有功电流I_d-PCSi和前馈无功电流I_q-PCSi、各滤波电感电流I_Li-abc和各滤波电容电压U_Ci-abc计算出驱动脉冲，包括步骤S300和S310。

步骤S300：将三相各滤波电感电流I_Li-abc转换为两相旋转坐标系下的d轴分量I_Ldi和q轴分量I_Lqi，基于d轴分量I_Ldi和q轴分量I_Lqi，计算各滤波电感电流的d轴正负序分量I_Ldi ^+-和q轴正负序分量I_Lqi ^+-；同时，将三相各滤波电容电压U_Ci-abc转换为两相旋转坐标系下的d轴分量U_Cdi和q轴分量U_Cqi，并基于d轴分量U_Cdi和q轴分量U_Cqi，计算各滤波电容电压的d轴正序分量U_Cdi ⁺和q轴正序分量U_Cqi ⁺。

其中，d轴分量也称有功分量，q轴分量也称无功分量。

在本实施例中，由于在负载不平衡情况下，微网中会产生负序分量和零序分量，由于本申请采用的是三相三线制多逆变器并联系统，因此不存在零序分量，但负序分量的存在会导致微网中出现谐波，功率脉动，直流侧电压脉动，功率因数降低等不良现象。为抑制负序分量，采用的方法为：将获取到的三相各滤波电感电流I_Li-abc和三相各滤波电容电压U_Ci-abc通过三相静止坐标系到两相旋转坐标系下的转换，得到各滤波电感电流和各滤波电容电压的d轴分量、q轴分量，坐标转换的目的是为了将获取的交流量转换为直流量，便于正序分量和负序分量的分别控制；将得到的d轴分量、q轴分量通过正负序分离后，得到d轴正负序分量、q轴正负序分量。具体的坐标转换和正负序分离方法可以采用本领域技术人员常用的技术手段。

步骤S310：根据各滤波电感电流的d轴正负序分量I_Ldi ^+-、q轴正负序分量I_Lqi ^+-，各滤波电容电压的d轴正序分量U_Cdi ⁺、q轴正序分量U_Cqi ⁺、各逆变器的前馈有功电流I_d-PCSi和前馈无功电流I_q-PCSi，计算驱动脉冲。

在一个实施例中，参见图6，图6为一实施例中步骤S310的具体流程示意图，根据各滤波电感电流的d轴正负序分量I_Ldi ^+-、q轴正负序分量I_Lqi ^+-，各滤波电容电压的d轴正序分量U_Cdi ⁺、q轴正序分量U_Cqi ⁺、各逆变器的前馈有功电流I_d-PCSi和前馈无功电流I_q-PCSi，计算驱动脉冲，包括步骤S311、S312、S313及S314。

步骤S311：基于各逆变器的前馈有功电流I_d-PCSi、前馈无功电流I_q-PCSi和各滤波电感电流的d轴正序分量I_Ldi ⁺、q轴正序分量I_Lqi ⁺，计算出各逆变器输出电压参考频率w_i ^*和参考电压幅值E_i ^*。

在本实施例中，参见图7，图7为一实施例中前馈有功电流和前馈无功电流的控制原理图，其控制原理包括：首先将获取到的各逆变器输出的额定有功电流I_d0i与各逆变器的前馈有功电流I_d-PCSi相加，再与各滤波电感电流的d轴正序分量I_Ldi ⁺相减后乘以各逆变器的有功电流下垂系数m_i ^*，得到各逆变器输出电压的频率偏差Δw_i，将得到的各逆变器输出电压的频率偏差Δw_i与各逆变器的输出电压的额定频率w_oi相加，即可得到各逆变器输出电压参考频率w_i ^*，同理即可得到各逆变器输出电压参考幅值E_i ^*，在此不再赘述。

具体地，各逆变器输出的额定有功电流I_d0i和各逆变器输出的额定无功电流I_q0i在离网时为0，则各逆变器输出电压的频率偏差Δw_i、各逆变器输出电压参考频率w_i ^*、各逆变器输出电压的幅值偏差ΔE_i和各逆变器输出电压参考幅值E_i ^*的表达式为：

Δw_i＝m_i ^*(I_d-pcsi-I_Ldi ⁺)

w_i ^*＝w_oi+m_i ^*(I_d-pcsi-I_Ldi ⁺) (7)

ΔE_i＝n_i ^*(I_q-pcsi-I_Lqi ⁺)

E_i ^*＝E_0i+n_i ^*(I_q-pcsi-I_Lqi ⁺) (8)

由式(7)、式(8)可知，加入前馈有功电流I_d-PCSi和前馈无功电流I_q-PCSi后，可通过调整前馈有功电流I_d-PCSi，使得各逆变器的前馈有功电流I_d-PCSi等于各滤波电感电流的d轴正序分量I_Ldi ⁺，且各逆变器的前馈无功电流的I_q-PCSi等于各滤波电感电流的q轴正序分量I_Lqi ⁺，即I_d-PCSi＝I_Ldi ⁺，I_q-PCSi＝I_Lqi ⁺，从而使得各逆变器输出电压的幅值偏差ΔE_i和频率偏差Δw_i为0，即通过前馈有功电流和前馈无功电流调整，可以使各逆变器输出电压的参考幅值和参考频率恢复至额定值。

步骤S312：通过各逆变器输出电压参考幅值E_i ^*和各滤波电容电压的d轴正序分量U_Cdi ⁺、q轴正序分量U_Cqi ⁺，计算出各逆变器的d轴电流指令I_drefi和q轴电流指令I_qrefi。

在本实施例中，参见图8，图8为一实施例中参考电压转换为电流指令的控制原理图，其中，L_i表示第i台逆变器到负载的等效电抗，R_i表示第i台逆变器到负载的等效电阻，I_drefi表示第i台逆变器的有功电流指令，I_qrefi表示第i台逆变器的无功电流指令。

具体地，传统负载不平衡工况下的控制主要是针对电流控制型逆变器，逆变器输出的有功和无功功率直接由负载决定。然而，下垂模式由于要模拟同步发电机的特性，在本质上是一种电压控制型逆变器。若仍采用传统的不平衡控制方法，利用功率的参考值直接计算电流指令，则会改变下垂作为电压源的基本属性，从而失去其模拟同步发电机的意义。因此，下垂模式在不平衡工况下的控制需利用电路的关系通过下垂外环给出的参考电压来计算电流指令，即需增加i＝f(u)的控制环节以实现相应的控制效果。参考电压转换为电流指令的控制原理包括：将获取到的各逆变器输出电压参考幅值E_i ^*与各滤波电容电压的d轴正序分量U_Cdi ⁺相减后乘以各逆变器的等效电阻R_i，再与各滤波电容电压的q轴正序分量U_Cqi ⁺与各逆变器的等效感抗w_i ^*L_i的乘积相减，然后再与

相乘，即可得到各逆变器的d轴电流指令I_drefi，同理可以得到各逆变器的q轴电流指令I_qrefi，在此不再赘述，则各逆变器的d轴电流指令I_drefi和q轴电流指令I_qrefi表达式为：

步骤S313：对参考频率w_i ^*进行积分得到输出电压的相位参考值θ_i。

具体地，相位参考值θ_i的表达式为：

θ_i＝∫ω_i ^*dt (10)

步骤S314：根据输出电压的相位参考值θ_i，各逆变器的d轴电流指令I_drefi、q轴电流指令I_qrefi和各滤波电感电流的d轴正负序分量I_Ldi ^+-、q轴正负序分量I_Lqi ^+-，计算驱动脉冲。

在本实施例中，参见图9，图9为一实施例中电流指令转换为驱动脉冲的控制原理图，其控制原理包括：将获取到的各逆变器的d轴电流指令I_drefi和各滤波电感电流的d轴正序分量I_Ldi ⁺相减，再经过PI调节器生成正序有功调制波电压；将获取到的各逆变器的q轴电流指令I_qrefi和各滤波电感电流的q轴正序分量I_Lqi ⁺相减，再经过PI调节器生成正序无功调制波电压；同时，将零指令和各滤波电感电流的d轴负序分量I_Ldi ^-相减，经过PI调节器生成负序有功调制波电压；将零指令和各滤波电感电流的q轴负序分量I_Lqi ^-相减，经过PI调节器生成负序无功调制波电压，将调制波的正序、负序有功分量和正序、负序无功分量进行叠加即可得到最后的调制波，该调制波将用于生成PWM脉冲，生成的PWM脉冲通过控制各逆变桥中开关管的通断，从而实现对各逆变器输出电压的自动恢复。

参见图10，图10为一实施例中微网电压控制系统的系统结构示意图。

本实施例提供的微网电压控制系统包括的各电路用于执行图1对应实施例中的各步骤，具体请参阅图1以及图1对应的实施例中的相关描述，微网电压控制系统与多逆变器并联系统相连，包括采样电路700、负荷电流采样预测电路800及控制电路900。

采样电路700，用于获取各滤波电感电流I_Li-abc、各滤波电容电压U_Ci-abc和各逆变器的输出电流I_Oi-abc。

负荷电流采样预测电路800，用于根据各逆变器的输出电流I_Oi-abc计算各逆变器的前馈有功电流I_d-PCSi和前馈无功电流I_q-PCSi。

控制电路900，用于根据各逆变器的前馈有功电流I_d-PCSi和前馈无功电流I_q-PCSi、各滤波电感电流I_Li-abc和各滤波电容电压U_Ci-abc计算出驱动脉冲，驱动脉冲用于调节各逆变器输出电压至额定电压。

上述的微网电压控制系统，在负载波动情况下，通过采样电路700获取各滤波电感电流I_Li-abc、各滤波电容电压U_Ci-abc和各逆变器的输出电流I_Oi-abc，负荷电流采样预测电路800根据各逆变器的输出电流I_Oi-abc计算各逆变器的前馈有功电流I_d-PCSi和前馈无功电流I_q-PCSi，控制电路900根据各逆变器的前馈有功电流I_d-PCSi和前馈无功电流I_q-PCSi、、各滤波电感电流I_Li-abc和各滤波电容电压U_Ci-abc计算驱动脉冲，该驱动脉冲能够调节各逆变器输出电压至额定电压。

在一个实施例中，控制电路还包括坐标变换单元910和正负序分离单元920和驱动单元930。

坐标变换单元910，用于将三相各滤波电感电流I_Li-abc转换为两相旋转坐标系下的d轴分量I_Ldi和q轴分量I_Lqi；同时，将三相各滤波电容电压U_Ci-abc转换为两相旋转坐标系下的d轴分量U_Cdi和q轴分量U_Cqi。

正负序分离单元920，用于基于d轴分量I_Ldi和q轴分量I_Lqi，计算各滤波电感电流的d轴正负序分量I_Ldi ^+-和q轴正负序分量I_Lqi ^+-；同时，基于d轴分量U_Cdi和q轴分量U_Cqi，计算各滤波电容电压的d轴正序分量U_Cdi ⁺和q轴正序分量U_Cqi ⁺。

驱动单元930，用于根据各滤波电感电流的d轴正负序分量I_Ldi ^+-、q轴正负序分量I_Lqi ^+-，各滤波电容电压的d轴正序分量U_Cdi ⁺、q轴正序分量U_Cqi ⁺、各逆变器的前馈有功电流I_d-PCSi和前馈无功电流I_q-PCSi，计算驱动脉冲。

在本实施例，第一坐标变换单元910为abc_dq单元，即三相静止坐标系到两相旋转坐标系变换单元，坐标转换的目的是为了将获取的交流量转换为直流量，便于正序分量和负序分量的分别控制；正负序分离单元920为了有效抑制负序分量，防止负序分量的存在导致微网出现谐波等不良影响。

在一个实施例中，驱动单元930还包括电流下垂单元931、虚拟阻抗单元932、积分单元933和电流内环单元934。

电流下垂单元931，用于基于各逆变器的前馈有功电流I_d-PCSi、前馈无功电流I_q-PCSi和各滤波电感电流的d轴正序分量I_Ldi ⁺、q轴正序分量I_Lqi ⁺，计算出各逆变器输出电压参考频率w_i ^*和参考电压幅值E_i ^*。

虚拟阻抗单元932，用于通过参考电压幅值E_i ^*和各滤波电容电压的d轴正序分量U_Cdi ⁺、q轴正序分量U_Cqi ⁺，计算出各逆变器的d轴电流指令I_drefi和q轴电流指令I_qrefi。

积分单元933，用于对电压参考频率w_i ^*进行积分得到输出电压的相位参考值θ_i。

电流内环单元934，用于根据输出电压的相位参考值θ_i，各逆变器的d轴电流指令I_drefi、q轴电流指令I_qrefi和各滤波电感电流的d轴正负序分量I_Ldi ^+-、q轴正负序分量I_Lqi ^+-，计算驱动脉冲。

在本实施例中，电流下垂单元931根据前馈有功电流I_d-PCSi调节各逆变器输出电压的频率至额定频率参考值，及前馈无功电流I_q-PCSi调节各逆变器输出电压的幅值至额定幅值参考值，虚拟阻抗单元932用于将得到的额定幅值参考值转换为电流指令，积分单元933用于将额定频率参考值转换为输出电压的相位角，最后通过电流内环单元934根据电流指令和输出电压的相位角计算驱动脉冲，该驱动脉冲通过控制各逆变桥中开关管的通断，从而实现对各逆变器输出电压的自动恢复至额定电压。

以上所述实施例的各技术特征可以进行任意的组合，为使描述简洁，未对上述实施例中的各个技术特征所有可能的组合都进行描述，然而，只要这些技术特征的组合不存在矛盾，都应当认为是本说明书记载的范围。

以上所述实施例仅表达了本发明的几种实施方式，其描述较为具体和详细，但并不能因此而理解为对发明专利范围的限制。应当指出的是，对于本领域的普通技术人员来说，在不脱离本发明构思的前提下，还可以做出若干变形和改进，这些都属于本发明的保护范围。因此，本发明专利的保护范围应以所附权利要求为准。

Claims (2)

1.一种微网电压控制方法，其特征在于，包括如下步骤：

获取各滤波电感电流I_Li-abc、各滤波电容电压U_Ci-abc和各逆变器的输出电流I_Oi-abc；

根据所述各逆变器的输出电流I_Oi-abc计算各逆变器的前馈有功电流I_d-PCSi和前馈无功电流I_q-PCSi；

所述前馈有功电流I_d-PCSi用于调节各逆变器输出电压的频率至额定值，所述前馈无功电流I_q-PCSi用于调节各逆变器输出电压的幅值至额定值；所述计算各逆变器的前馈有功电流I_d-PCSi和前馈无功电流I_q-PCSi包括计算各逆变器的总的输出电流

有功电流下垂系数m_i ^*和无功电流下垂系数n_i ^*；

根据所述各逆变器的前馈有功电流I_d-PCSi和前馈无功电流I_q-PCSi、各滤波电感电流I_Li-abc和各滤波电容电压U_Ci-abc计算驱动脉冲，所述驱动脉冲用于调节所述各逆变器输出电压至额定电压；若各逆变器的有功电流下垂系数m_i ^*和无功电流下垂系数n_i ^*都一致，将总的输出电流

均分作为各逆变器的前馈；若各逆变器的有功电流下垂系数m_i ^*和无功电流下垂系数n_i ^*不一致，则定给各逆变器的前馈将不一样；

所述根据所述各逆变器的输出电流I_Oi-abc计算各逆变器的前馈有功电流I_d-PCSi和前馈无功电流I_q-PCSi，包括：

根据电流下垂系数计算各逆变器的前馈有功电流分配系数α_d-ωi和前馈无功电流分配系数α_q-ωi；

根据所述各逆变器的输出电流I_Oi-abc和各逆变器的前馈有功电流分配系数α_d-ωi计算各逆变器的前馈有功电流I_d-PCSi；

根据所述各逆变器的输出电流I_Oi-abc和各逆变器的前馈无功电流分配系数α_q-ωi计算各逆变器的前馈无功电流I_q-PCSi；

所述前馈有功电流I_d-PCSi和前馈无功电流I_q-PCSi分别为：

其中，I_d-PCSi代表第i台逆变器的前馈有功电流，I_q-PCSi代表第i台逆变器的前馈无功电流，α_d-ωi代表第i台逆变器的前馈有功电流分配系数，α_q-ωi代表第i台逆变器的前馈无功电流分配系数，I_Odi代表总的输出电流

的有功分量，I_Oqi代表总的输出电流

的无功分量，N代表逆变器的总数；

所述根据电流下垂系数计算各逆变器的前馈有功电流分配系数α_d-ωi和前馈无功电流分配系数α_q-ωi，包括：

根据所述电流下垂系数的有功电流下垂系数m_i ^*计算所述各逆变器的前馈有功电流分配系数α_d-ωi；

根据所述电流下垂系数的无功电流下垂系数n_i ^*计算所述各逆变器的前馈无功电流分配系数α_q-ωi；

所述前馈有功电流分配系数α_d-ωi和所述前馈无功电流分配系数α_q-ωi分别为：

其中，m_i ^*代表第i台逆变器的有功电流下垂系数，n_i ^*代表第i台逆变器的无功电流下垂系数；

所述根据所述各逆变器的前馈有功电流I_d-PCSi和前馈无功电流I_q-PCSi、各滤波电感电流I_Li-abc和各滤波电容电压U_Ci-abc计算驱动脉冲，包括：

将三相所述各滤波电感电流I_Li-abc转换为两相旋转坐标系下的d轴分量I_Ldi和q轴分量I_Lqi，基于d轴分量I_Ldi和q轴分量I_Lqi，计算所述各滤波电感电流的d轴正负序分量I_Ldi ^+-和q轴正负序分量I_Lqi ^+-；同时，将三相所述各滤波电容电压U_Ci-abc转换为两相旋转坐标系下的d轴分量U_Cdi和q轴分量U_Cqi，并基于d轴分量U_Cdi和q轴分量U_Cqi，计算所述各滤波电容电压的d轴正序分量U_Cdi ⁺和q轴正序分量U_Cqi ⁺；

根据所述各滤波电感电流的d轴正负序分量I_Ldi ^+-、q轴正负序分量I_Lqi ^+-，所述各滤波电容电压的d轴正序分量U_Cdi ⁺、q轴正序分量U_Cqi ⁺、各逆变器的前馈有功电流I_d-PCSi和前馈无功电流I_q-PCSi，计算所述驱动脉冲；

所述根据所述各滤波电感电流的d轴正负序分量I_Ldi ^+-、q轴正负序分量I_Lqi ^+-，所述各滤波电容电压的d轴正序分量U_Cdi ⁺、q轴正序分量U_Cqi ⁺、各逆变器的前馈有功电流I_d-PCSi和前馈无功电流I_q-PCSi，计算所述驱动脉冲，包括：

基于所述各逆变器的前馈有功电流I_d-PCSi、前馈无功电流I_q-PCSi和所述各滤波电感电流的d轴正序分量I_Ldi ⁺、q轴正序分量I_Lqi ⁺，计算出各逆变器输出电压参考频率w_i ^*和参考电压幅值E_i ^*；

所述基于所述各逆变器的前馈有功电流I_d-PCSi、前馈无功电流I_q-PCSi和所述各滤波电感电流的d轴正序分量I_Ldi ⁺、q轴正序分量I_Lqi ⁺，计算出各逆变器输出电压参考频率w_i ^*和参考电压幅值E_i ^*，包括：将获取到的各逆变器输出的额定有功电流I_d0i与各逆变器的所述前馈有功电流I_d-PCSi相加，再与各滤波电感电流的d轴正序分量I_Ldi ⁺相减后乘以各逆变器的有功电流下垂系数m_i ^*，得到各逆变器输出电压的频率偏差Δw_i，将得到的各逆变器输出电压的频率偏差Δw_i与各逆变器的输出电压的额定频率w_oi相加，得到各逆变器输出电压参考频率w_i ^*、得到各逆变器输出电压参考幅值E_i ^*；

通过所述参考电压幅值E_i ^*和各滤波电容电压的d轴正序分量U_Cdi ⁺、q轴正序分量U_Cqi ⁺，计算出各逆变器的d轴电流指令I_drefi和q轴电流指令I_qrefi；

所述通过所述参考电压幅值E_i ^*和各滤波电容电压的d轴正序分量U_Cdi ⁺、q轴正序分量U_Cqi ⁺，计算出各逆变器的d轴电流指令I_drefi和q轴电流指令I_qrefi，包括：将获取到的各逆变器输出电压参考幅值E_i ^*与各滤波电容电压的d轴正序分量U_Cdi ⁺相减后乘以各逆变器的等效电阻R_i，再与各滤波电容电压的q轴正序分量U_Cqi ⁺与各逆变器的等效感抗w_i ^*L_i的乘积相减，然后再与

相乘，得到各逆变器的d轴电流指令I_drefi、各逆变器的q轴电流指令I_qrefi；

对所述参考频率w_i ^*进行积分得到输出电压的相位参考值θ_i；

根据所述输出电压的相位参考值θ_i，所述各逆变器的d轴电流指令I_drefi、q轴电流指令I_qrefi和所述各滤波电感电流的d轴正负序分量I_Ldi ^+-、q轴正负序分量I_Lqi ^+-，计算出所述驱动脉冲。

2.一种微网电压控制系统，与多逆变器并联系统相连，所述多逆变器并联系统包括若干个并联的逆变器，所述逆变器包括依次连接的直流微源、逆变桥、滤波电感、滤波电容，所述滤波电容通过线路阻抗与负荷相连，其特征在于，包括：

采样电路，用于获取各滤波电感电流I_Li-abc、各滤波电容电压U_Ci-abc和各逆变器的输出电流I_Oi-abc；

负荷电流采样预测电路，用于根据所述各逆变器的输出电流I_Oi-abc计算各逆变器的前馈有功电流I_d-PCSi和前馈无功电流I_q-PCSi；所述前馈有功电流I_d-PCSi用于调节各逆变器输出电压的频率至额定值，所述前馈无功电流I_q-PCSi用于调节各逆变器输出电压的幅值至额定值；所述计算各逆变器的前馈有功电流I_d-PCSi和前馈无功电流I_q-PCSi包括计算各逆变器的总的输出电流

有功电流下垂系数m_i ^*和无功电流下垂系数n_i ^*；

控制电路，用于根据所述各逆变器的前馈有功电流I_d-PCSi和前馈无功电流I_q-PCSi、各滤波电感电流I_Li-abc和各滤波电容电压U_Ci-abc计算出驱动脉冲，所述驱动脉冲用于调节所述各逆变器输出电压至额定电压；若各逆变器的有功电流下垂系数m_i ^*和无功电流下垂系数n_i ^*都一致，将总的输出电流

均分作为各逆变器的前馈；若各逆变器的有功电流下垂系数m_i ^*和无功电流下垂系数n_i ^*不一致，则定给各逆变器的前馈将不一样；

所述控制电路包括：

坐标变换单元，用于将三相所述各滤波电感电流I_Li-abc转换为两相旋转坐标系下的d轴分量I_Ldi和q轴分量I_Lqi；同时，将三相所述各滤波电容电压U_Ci-abc转换为两相旋转坐标系下的d轴分量U_Cdi和q轴分量U_Cqi；

正负序分离单元，用于基于d轴分量I_Ldi和q轴分量I_Lqi，计算所述各滤波电感电流的d轴正负序分量I_Ldi ^+-和q轴正负序分量I_Lqi ^+-；同时，基于d轴分量U_Cdi和q轴分量U_Cqi，计算所述各滤波电容电压的d轴正序分量U_Cdi ⁺和q轴正序分量U_Cqi ⁺；

驱动单元，用于根据所述各滤波电感电流的d轴正负序分量I_Ldi ^+-、q轴正负序分量I_Lqi ^+-，所述各滤波电容电压的d轴正序分量U_Cdi ⁺、q轴正序分量U_Cqi ⁺、各逆变器的前馈有功电流I_d-PCSi和前馈无功电流I_q-PCSi，计算所述驱动脉冲；

所述驱动单元还包括：

电流下垂单元，用于基于所述各逆变器的前馈有功电流I_d-PCSi、前馈无功电流I_q-PCSi和所述各滤波电感电流的d轴正序分量I_Ldi ⁺、q轴正序分量I_Lqi ⁺，计算出各逆变器输出电压参考频率w_i ^*和参考电压幅值E_i ^*；

所述基于所述各逆变器的前馈有功电流I_d-PCSi、前馈无功电流I_q-PCSi和所述各滤波电感电流的d轴正序分量I_Ldi ⁺、q轴正序分量I_Lqi ⁺，计算出各逆变器输出电压参考频率w_i ^*和参考电压幅值E_i ^*，包括：将获取到的各逆变器输出的额定有功电流I_d0i与各逆变器的所述前馈有功电流I_d-PCSi相加，再与各滤波电感电流的d轴正序分量I_Ldi ⁺相减后乘以各逆变器的有功电流下垂系数m_i ^*，得到各逆变器输出电压的频率偏差Δw_i，将得到的各逆变器输出电压的频率偏差Δw_i与各逆变器的输出电压的额定频率w_oi相加，得到各逆变器输出电压参考频率w_i ^*、得到各逆变器输出电压参考幅值E_i ^*；

虚拟阻抗单元，用于通过所述参考电压幅值E_i ^*和各滤波电容电压的d轴正序分量U_Cdi ⁺、q轴正序分量U_Cqi ⁺，计算出各逆变器的d轴电流指令I_drefi和q轴电流指令I_qrefi；

所述通过所述参考电压幅值E_i ^*和各滤波电容电压的d轴正序分量U_Cdi ⁺、q轴正序分量U_Cqi ⁺，计算出各逆变器的d轴电流指令I_drefi和q轴电流指令I_qrefi，包括：将获取到的各逆变器输出电压参考幅值E_i ^*与各滤波电容电压的d轴正序分量U_Cdi ⁺相减后乘以各逆变器的等效电阻R_i，再与各滤波电容电压的q轴正序分量U_Cqi ⁺与各逆变器的等效感抗w_i ^*L_i的乘积相减，然后再与

相乘，得到各逆变器的d轴电流指令I_drefi、各逆变器的q轴电流指令I_qrefi；

积分单元，用于对所述电压参考频率w_i ^*进行积分得到输出电压的相位参考值θ_i；

电流内环单元，用于根据所述输出电压的相位参考值θ_i，所述各逆变器的d轴电流指令I_drefi、q轴电流指令I_qrefi和所述各滤波电感电流的d轴正负序分量I_Ldi ^+-、q轴正负序分量I_Lqi ^+-，计算出所述驱动脉冲。

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