CN110365039B - 微电网逆变器的控制方法、控制装置以及微电网逆变器 - Google Patents

微电网逆变器的控制方法、控制装置以及微电网逆变器 Download PDF

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Abstract

本发明提供一种微电网逆变器的控制方法、控制装置以及微电网逆变器，所述微电网逆变器包括功率器件，所述控制方法包括：检测步骤：在微电网离网状态下检测所述微电网逆变器的输出电压、工作电压和工作电流；双闭环控制步骤：基于所述微电网逆变器的输出电压、工作电压和工作电流，通过并联连接的PI调节器和谐振控制器执行双闭环控制；驱动脉冲信号产生步骤：根据双闭环控制的结果产生用于控制所述功率器件的驱动脉冲信号，以使所述微电网逆变器输出与微电网负载一致的功率。采用本发明的微电网逆变器的控制方法、控制装置以及微电网逆变器，可以提高微电网逆变器带不平衡负载的能力。

Description

微电网逆变器的控制方法、控制装置以及微电网逆变器
技术领域
本发明总体说来涉及新能源技术领域，更具体地讲，涉及一种微电网逆变器的控制方法、控制装置以及微电网逆变器。
背景技术
微电网是一组控制装置、储能装置、负荷和微电源构成的系统单元，向负荷供给电能。微电网既可以与外部电网并网运行，也可以孤立运行。在微电网中，通常需要通过微电网逆变器(即，电力电子变流器)来接入外部电网或负荷。
通常，微电网逆变器采用下垂控制来实现离网支撑电压和频率、并网功率调节等功能。但是，这种下垂控制的微电网逆变器响应速度快，缺少旋转器件提供转动惯量，输出的频率对负载的波动敏感；并且，下垂系数调节复杂，系统的稳定性差。此外，由于微电网的不平衡负载(即，单相负载)会引起微电网逆变器的输出电压产生负序分量，从而导致微电网逆变器的输出电压三相不平衡，引起微电网逆变器输出过压或过流。
发明内容
本发明的目的在于提供一种微电网逆变器的控制方法、控制装置以及微电网逆变器，可以提高微电网逆变器带不平衡负载的能力。
本发明的一方面提供一种微电网逆变器的控制方法，所述微电网逆变器包括功率器件，所述控制方法包括：检测步骤：在微电网离网状态下检测所述微电网逆变器的输出电压、工作电压和工作电流；双闭环控制步骤：基于所述微电网逆变器的输出电压、工作电压和工作电流，通过并联连接的PI调节器和谐振控制器执行双闭环控制；驱动脉冲信号产生步骤：根据双闭环控制的结果产生用于控制所述功率器件的驱动脉冲信号，以使所述微电网逆变器输出与微电网负载一致的功率。
可选地，所述微电网逆变器还包括电抗器和滤波电容器，其中，检测步骤还包括：在微电网离网状态下检测直流母线电压、所述微电网逆变器的输出三相电压、所述电抗器的电感三相电流、所述滤波电容器的电容三相电流，所述双闭环控制步骤还包括：基于所述直流母线电压、所述输出三相电压、所述电感三相电流和所述电容三相电流，通过PI调节器和谐振控制器执行双闭环控制；所述驱动脉冲信号产生步骤还包括：根据双闭环控制的结果和所述直流母线电压产生用于控制所述功率器件的驱动脉冲信号，以使所述微电网逆变器输出与微电网负载一致的功率。
可选地，所述双闭环控制步骤还包括：基于所述输出三相电压、所述电感三相电流和所述电容三相电流确定双闭环控制中的电压环的电压给定值；基于所述电压给定值和所述输出三相电压，通过PI调节器和谐振控制器确定双闭环控制中的电流环的电流给定值；其中，所述驱动脉冲信号产生步骤还包括：基于所述电流给定值、所述电感三相电流、所述电容三相电流和所述直流母线电压产生用于控制所述功率器件的驱动脉冲信号。
可选地，所述双闭环控制步骤还包括：将所述电感三相电流与所述电容三相电流相加，得到所述微电网逆变器的输出三相电流；对所述输出三相电压、所述电感三相电流和所述输出三相电流分别进行Park变换，得到所述输出三相电压的直流分量、所述电感三相电流的直流分量和所述输出三相电流的直流分量；使所述输出三相电流的直流分量依次通过陷波器和低通滤波器，得到所述输出三相电流的滤波值。
可选地，所述双闭环控制步骤还包括：确定虚拟同步发电机模型的输出电压；根据所述输出电压、虚拟阻抗和所述输出三相电流的滤波值确定所述电压给定值。
可选地，所述双闭环控制步骤还包括：使所述电压给定值和所述输出三相电压的直流分量通过PI调节器和谐振控制器，并将获得的结果作为所述电流给定值；使所述电流给定值和所述电感三相电流的直流分量的差经过PI调节器，将PI调节器的输出与所述电抗器产生的电压耦合项相加，并对相加的结果进行Ipark变换，以得到两相静止坐标系下的电压给定值；对所述电容三相电流进行Clark变换，将变换的结果与阻尼系数相乘，并将相乘的结果叠加到所述两相静止坐标系下的电压给定值，以得到用于空间矢量脉宽调制控制的总电压给定值；其中，所述驱动脉冲信号产生步骤还包括：根据所述总电压给定值和所述直流母线电压产生用于控制所述功率器件的驱动脉冲信号。
可选地，所述Park变换的旋转角度为通过虚拟同步发电机模型的功频调节产生的角度。
本发明的另一方面还提供一种微电网逆变器的控制装置，所述微电网逆变器包括功率器件，所述控制装置包括：检测单元，被配置为在微电网离网状态下检测所述微电网逆变器的输出电压、工作电压和工作电流；双闭环控制单元，被配置为基于所述微电网逆变器的输出电压、工作电压和工作电流，通过并联连接的设置在所述双闭环控制单元中的PI调节器和谐振控制器执行双闭环控制；驱动脉冲信号产生单元，根据双闭环控制的结果产生用于控制所述功率器件的驱动脉冲信号，以使所述微电网逆变器输出与微电网负载一致的功率。
可选地，所述微电网逆变器还包括电抗器和滤波电容器，其中，所述检测单元还被配置为在微电网离网状态下检测直流母线电压、所述微电网逆变器的输出三相电压、所述电抗器的电感三相电流、所述滤波电容器的电容三相电流；所述双闭环控制单元还被配置为基于所述直流母线电压、所述输出三相电压、所述电感三相电流和所述电容三相电流，通过PI调节器和谐振控制器执行双闭环控制；所述驱动脉冲信号产生单元还被配置为根据双闭环控制的结果和所述直流母线电压产生用于控制所述功率器件的驱动脉冲信号，以使所述微电网逆变器输出与所述微电网负载一致的功率。
可选地，所述双闭环控制单元还被配置为：基于所述输出三相电压、所述电感三相电流和所述电容三相电流确定双闭环控制中的电压环的电压给定值；基于所述电压给定值和所述输出三相电压，通过PI调节器和谐振控制器确定双闭环控制中的电流环的电流给定值；其中，所述驱动脉冲信号产生单元还被配置为：基于所述电流给定值、所述电感三相电流、所述电容三相电流和所述直流母线电压产生用于控制所述功率器件的驱动脉冲信号。
可选地，所述双闭环控制单元还被配置为：将所述电感三相电流与所述电容三相电流相加，得到所述微电网逆变器的输出三相电流；对所述输出三相电压、所述电感三相电流和所述输出三相电流分别进行Park变换，得到所述输出三相电压的直流分量、所述电感三相电流的直流分量和所述输出三相电流的直流分量；使所述输出三相电流的直流分量依次通过设置在所述双闭环控制单元中的陷波器和低通滤波器，得到所述输出三相电流的滤波值。
可选地，所述双闭环控制单元还被配置为：确定虚拟同步发电机模型的输出电压；根据所述输出电压、虚拟阻抗和所述输出三相电流的滤波值确定所述电压给定值。
可选地，所述双闭环控制单元还被配置为：使所述电压给定值和所述输出三相电压的直流分量通过PI调节器和谐振控制器，并将获得的结果作为所述电流给定值；使所述电流给定值和所述电感三相电流的直流分量的差经过PI调节器，将PI调节器的输出与所述电抗器产生的电压耦合项相加，并对相加的结果进行Ipark变换，以得到两相静止坐标系下的电压给定值；对所述电容三相电流进行Clark变换，将变换的结果与阻尼系数相乘，并将相乘的结果叠加到所述两相静止坐标系下的电压给定值，以得到用于空间矢量脉宽调制控制的总电压给定值；其中，所述驱动脉冲信号产生单元还被配置为：根据所述总电压给定值和所述直流母线电压产生用于控制所述功率器件的驱动脉冲信号。
可选地，所述Park变换的旋转角度为通过虚拟同步发电机模型的功频调节产生的角度。
本发明的另一方面还提供一种包括如上所述的控制装置的微电网逆变器。
本发明的微电网逆变器的控制方法、控制装置以及微电网逆变器，通过并联连接的PI调节器和谐振控制器执行双闭环控制，抑制不平衡负载引起的微电网逆变器的输出电压的负序电压分量，从而提高微电网逆变器带不平衡负载的能力。此外，通过模拟同步发电机的外特性以及基于电容电流补偿的有源阻尼控制，能够抑制谐振的发生，使微电网逆变器的输出具有惯性和阻尼，并且使输出频率对负载的波动不敏感，从而有效提高稳定性。
附图说明
通过下面结合附图进行的详细描述，本发明的上述和其它目的、特点和优点将会变得更加清楚，其中：
图1示出根据本发明的实施例的微电网逆变器的控制装置的框图；
图2示出根据本发明的实施例的微电网逆变器的拓扑结构示意图；
图3示出根据本发明的实施例的确定输出三相电压的直流分量的示意图；
图4示出根据本发明的实施例的确定电感三相电流的直流分量的示意图；
图5示出根据本发明的实施例的确定输出三相电流的滤波值的示意图；
图6示出根据本发明的实施例的确定有功功率和无功功率的滤波值的示意图；
图7示出根据本发明的实施例的确定旋转角度的示意图；
图8示出根据本发明的实施例的确定双闭环控制中的电压环的电压给定值的示意图；
图9示出根据本发明的实施例的确定两相静止坐标系下的电压给定值的示意图；
图10示出根据本发明的实施例的电容三相电流的Clark变换的示意图；
图11示出根据本发明的实施例的产生驱动脉冲信号的示意图；
图12示出根据本发明的实施例的微电网逆变器带100％不平衡负载的情况下谐振控制器未使能时微电网逆变器的实验输出波形；
图13示出根据本发明的实施例的微电网逆变器带100％不平衡负载的情况下谐振控制器使能时微电网逆变器的实验输出波形；
图14示出根据本发明的实施例的微电网逆变器并联运行带100％不平衡负载的情况下谐振控制器未使能时微电网逆变器的实验输出波形；
图15示出根据本发明的实施例的微电网逆变器并联运行带100％不平衡负载的情况下谐振控制器使能时微电网逆变器的实验输出波形；
图16示出根据本发明的实施例的微电网逆变器的控制方法的流程图。
具体实施方式
现在，将参照附图更充分地描述不同的示例实施例，其中，一些示例性实施例在附图中示出。
下面参照图1至图16描述根据本发明的实施例的微电网逆变器的控制装置、微电网逆变器的控制方法和微电网逆变器。
图1示出根据本发明的实施例的微电网逆变器的控制装置的框图，图2示出根据本发明的实施例的微电网逆变器的拓扑结构示意图。
参照图1，根据本发明的实施例的微电网逆变器的控制装置包括：检测单元100、双闭环控制单元200和驱动脉冲信号产生单元300。
参照图2，微电网逆变器包括功率器件400、电抗器500、滤波电容器600以及控制装置(未示出)。
这里，电抗器500和滤波电容器600组成LC滤波回路，可以滤除功率器件400产生的高频谐波，维持优良的电能质量。
返回图1，检测单元100在微电网离网状态下检测微电网逆变器的输出电压、工作电压和工作电流。
作为示例，微电网逆变器的输出电压可为微电网逆变器的输出三相电压Uoabc，该微电网逆变器的工作电压可为直流母线电压Udc，该微电网逆变器的工作电流可为电抗器500的电感三相电流ILabc和滤波电容器600的电容三相电流ICabc。
作为示例，检测单元100可以包括三相电压传感器和三相电流互感器。
双闭环控制单元200基于检测单元100检测的微电网逆变器的输出电压、工作电压和工作电流，通过并联连接的设置在双闭环控制单元200中的PI(比例积分)调节器(未示出)和谐振控制器(未示出)执行双闭环控制。
优选地，双闭环控制单元200可基于检测单元100检测的直流母线电压Udc、输出三相电压Uoabc、电感三相电流ILabc和电容三相电流ICabc，通过PI调节器和谐振控制器执行双闭环控制。
驱动脉冲信号产生单元300根据双闭环控制的结果产生用于控制功率器件400的驱动脉冲信号，以使微电网逆变器输出与微电网负载一致的功率。
优选地，驱动脉冲信号产生单元300可根据双闭环控制的结果和直流母线电压Udc产生用于控制功率器件400的驱动脉冲信号，以使该微电网逆变器输出与微电网负载一致的功率。
进一步讲，双闭环控制单元200可基于输出三相电压Uoabc、电感三相电流ILabc和电容三相电流ICabc确定双闭环控制中的电压环的电压给定值Uodref、Uoqref；基于电压给定值Uodref、Uoqref和输出三相电压Uoabc，通过PI调节器和谐振控制器确定双闭环控制中的电流环的电流给定值Idref、Iqref。驱动脉冲信号产生单元300可基于电流给定值Idref、Iqref、电感三相电流ILabc、电容三相电流ICabc和直流母线电压Udc产生用于控制功率器件400的驱动脉冲信号。
下面结合图3至图11来详细描述本发明的实施例的微电网逆变器的控制装置执行双闭环控制以产生驱动脉冲信号的过程。
图3示出根据本发明的实施例的确定输出三相电压的直流分量的示意图，图4示出根据本发明的实施例的确定电感三相电流的直流分量的示意图，图5示出根据本发明的实施例的确定输出三相电流的滤波值的示意图。
参照图3至图5，双闭环控制单元200可将电感三相电流ILabc与电容三相电流ICabc相加，得到该微电网逆变器的输出三相电流Ioabc；对输出三相电压Uoabc、电感三相电流ILabc和输出三相电流Ioabc分别进行Park变换(即，三相静止坐标系abc到两相同步旋转坐标系dq的变换，也称旋转变换)，得到输出三相电压Uoabc的直流分量Uod、Uoq、电感三相电流ILabc的直流分量ILd、ILq和输出三相电流Ioabc的直流分量Iod、Ioq；使输出三相电流Ioabc的直流分量Iod、Ioq依次通过设置在双闭环控制单元200中的陷波器(Notch)和低通滤波器(LPF)，得到输出三相电流Ioabc的滤波值Iodflt、Ioqflt。
由于微电网逆变器在微电网离网状态下带不平衡负载时，微电网逆变器的输出电压和输出电流中存在负序不平衡分量，而负序不平衡分量在Park变换后得到的直流分量中表现为该微电网逆变器输出频率的2倍频交流分量。因此，为了消除2倍频交流分量对微电网逆变器的输出电流的直流分量Iod、Ioq的影响，本实施例采用中心频率为逆变器输出频率的2倍频的陷波器来滤除2倍频的交流分量。
具体地，陷波器的传递函数为：
Figure BDA0001608641990000071
这里，s为拉普拉斯算子，ωn为陷波器的中心频率，Q为陷波器的品质因数。实际取值时取Q为
Figure BDA0001608641990000072
ωn为2×ωout。ωout为虚拟同步发电机模型的功频调节输出的角频率。由于采用了虚拟同步发电机模型进行控制，具有一次调频的功能，微电网逆变器输出频率会随着有功负载的大小而变化，为了保证陷波器中心频率的准确性，中心频率的取值需要实时跟踪微电网逆变器的输出频率。
图6示出根据本发明的实施例的确定有功功率和无功功率的滤波值的示意图。
参照图6，在一个示例中，由瞬时功率理论可计算出微电网逆变器输出的瞬时有功功率P1和瞬时无功功率Q1：
P1＝1.5×(Uod×Iod+Uoq×Ioq)，
Q1＝1.5×(Uoq×Iod-Uod×Ioq)，
经过上式计算出来的瞬时有功功率P1和无功功率Q1在微电网逆变器在微电网离网状态下带不平衡负载时，也会出现由于负序分量导致的输出频率2倍频引起的交流分量，为了虚拟同步发电机模型控制中的有功和无功控制的稳定性，在一个优选实施例中，使计算的瞬时有功功率P1和瞬时无功功率Q1也依次经过中心频率为微电网逆变器输出频率的2倍频的陷波器和低通滤波器，得到微网逆变器输出的有功功率的滤波值Pout和无功功率的滤波值Qout。
图7示出根据本发明的实施例的确定旋转角度的示意图。
本实施例中，基于虚拟同步发电机模型对微电网逆变器进行控制。参照图7，优选地，Park变换的旋转角度θ为通过虚拟同步发电机模型的功频调节(即，根据功率调节来控制输出频率)产生的角度。
虚拟同步发电机模型的一次调频控制是由转子运动方程和原动机调节方程组成。转子运动方程为：
Figure BDA0001608641990000081
其中，ωref为额定电压角频率(即，离网运行给定角频率)，ωout为虚拟同步发电机输出电压角频率，Pout为微电网逆变器输出的有功功率的滤波值，Pm为虚拟同步发电机虚拟机械功率给定，J为虚拟转动惯量，D为虚拟阻尼系数，θ为Park变换的旋转角度。
原动机调节方程为：
Pm＝Pref+Kp(ωref-ωout)，
其中，Pref为有功功率指令，Kp为有功调差系数。虚拟同步发电机虚拟机械功率给定Pm由有功功率指令Pref和虚拟调速器根据角频率偏差输出的调节功率共同组成，由分布式电源和储能单元来模拟同步机的原动机来提供。
图8示出根据本发明的实施例的确定双闭环控制中的电压环的电压给定值的示意图。
参照图8，在一个示例中，虚拟同步发电机模型的一次调压控制是模拟同步发电机的无功电压下垂关系来得到虚拟同步发电机模型的输出电压Eref，具体如下式所示：
Eref＝Kq(Qref-Qout)+Uref，
其中，Uref为微电网逆变器输出电压指令，Qref为无功功率指令，Qout为微电网逆变器输出的无功功率的滤波值，Kq为无功调差系数。
优选地，为了多机并联运行的稳定，增加了虚拟阻抗ωLv、Rv，因此，双闭环控制中的电压环的电压给定值Uodref、Uoqref可通过下式确定：
Figure BDA0001608641990000091
优选地，为了使微电网逆变器具有离网黑启动功能，可以使微电网逆变器输出电压指令Uref经过斜坡函数，并将经过斜坡函数的输出Uramp加到无功偏差调节的输出上，这样可实现零启升压功能，从而使微电网逆变器的输出电压从零逐步上升到给定值。
图9示出根据本发明的实施例的确定两相静止坐标系下的电压给定值的示意图，图10示出根据本发明的实施例的电容三相电流的Clark变换的示意图，图11示出根据本发明的实施例的产生驱动脉冲信号的示意图。
参照图9，双闭环控制单元200可以使电压给定值Uodref、Uoqref和输出三相电压Uoabc的直流分量Uod、Uoq通过PI调节器和谐振控制器R，并将获得的结果作为双闭环控制中的电流环的电流给定值Idref、Iqref；使电流给定值Idref、Iqref和电感三相电流ILabc的直流分量ILd、ILq的差经过PI调节器，将PI调节器的输出与电抗器500产生的电压耦合项ωLg相加，并对相加的结果进行Ipark变换(即，两相同步旋转坐标系dq到两相静止坐标系αβ的变换)，以得到两相静止坐标系下的电压给定值Ualfaref、Ubetaref。
本实施例在双闭环控制中的电压环采用了PI调节器并联谐振控制器的方案，以实现对微电网逆变器的输出电压负序不平衡分量的控制。该电压环的输出可作为双闭环控制中的电流环的电流给定值Idref、Iqref，该电流环采用传统的PI调节器来控制，该电流环的反馈来自电感三相电流ILabc的直流分量ILd、ILq。该电流环的输出经过Ipark变换得到两相静止坐标系下的电压给定值Ualfaref、Ubetaref。
由于微电网逆变器在微电网离网状态下带不平衡负载时，微电网逆变器的输出电压中存在负序不平衡分量，而负序不平衡分量在旋转变换后的直流分量中表现为逆变器输出频率的2倍频交流分量，而PI调节器只能对直流量进行无静差的跟踪，对交流量的增益很小，如果增大P参数，可以加大对交流量的跟踪，但是不合适的P参数容易导致系统振荡，使控制失效。
为了抑制微电网逆变器的输出电压直流分量中的2倍频交流分量，在一个优选的实施例中，采用谐振控制器对直流分量中的2倍频交流分量进行控制，具体地，谐振控制器的谐振频率是微电网逆变器的输出频率的2倍。
谐振控制器相当于一个交流积分器，它对谐振频率附近的信号能够提供很大的增益。谐振控制器的谐振频率可设定为逆变器输出频率的2倍频。谐振控制器的传递函数为：
Figure BDA0001608641990000101
这里，s为拉普拉斯算子，Kr为谐振系数，ωc为截止频率、ω0为谐振频率。由于采用了虚拟同步发电机模型进行控制，具有一次调频的功能，微电网逆变器输出频率会随着有功负载的大小而变化，为了保证对2倍频交流分量跟踪控制的有效性，ω0取值为2×ωout，ωout为虚拟同步发电机模型的功频调节输出的角频率，谐振控制器要实时跟踪微电网逆变器的输出频率。由于微电网逆变器的输出频率会变化，取截止频率ωc为4×pi，以保证在输出频率的±1Hz波动范围内都可以提供较大的增益。
参照图10和图11，双闭环控制单元200可对电容三相电流ICabc进行Clark变换(即，三相静止坐标系abc到两相静止坐标系αβ的变换)，将变换的结果ICalfa、ICbeta与阻尼系数Kc相乘，并将相乘的结果叠加到两相静止坐标系下的电压给定值Ualfaref、Ubetaref，以得到用于空间矢量脉宽调制(SVPWM)控制的总电压给定值PWM_alfaref、PWM_betaref。
这样，驱动脉冲信号产生单元300可根据总电压给定值PWM_alfaref、PWM_betaref和直流母线电压Udc产生用于控制功率器件400的驱动脉冲信号。
本实施例检测了滤波电容器600的电容三相电流ICabc，以方便在软件中增加有源阻尼算法。应当理解，LC滤波器与线路阻抗或电网阻抗，在电流某些高次谐波下总阻抗接近于零，这将会导致谐振效应，从而影响系统的稳态性能。
本实施例采用有源阻尼算法来抑制谐振效应，具体通过对电容三相电流的变换的虚拟电阻方法来实现有源阻尼控制。有源阻尼算法不改变滤波器硬件结构，通过修正控制算法来抑制系统谐振现象，从而增强系统稳定性。本实施例可通过调节阻尼系数Kc的大小，来实现调节有源阻尼中的电阻的大小，有源阻尼可以很好低抑制系统谐振的发生，提高系统的稳定性。
图12示出根据本发明的实施例的微电网逆变器带100％不平衡负载的情况下谐振控制器未使能时微电网逆变器的实验输出波形，图13示出根据本发明的实施例的微电网逆变器带100％不平衡负载的情况下谐振控制器使能时微电网逆变器的实验输出波形。
参照图12和图13，以一台额定功率为210kW的微电网逆变器在微电网离网状态下带100％不平衡负载的实验为例，负载功率为A相70kW、B相70kW、C相0kW，图12和图13中的1、2、3分别为微电网逆变器输出的三相线电压，4、5、6分别为微电网逆变器输出的三相电流。由图12可知，当谐振控制器(即，不平衡控制)未使能时，输出三相电压非常不平衡，电压的不平衡度为30.7％，而且有两个线电压由于调节器的限幅达到，导致输出电压畸变，出现了很多谐波，恶化了电能质量。由图13可知，当不平衡控制使能后，输出三相电压非常平衡，电压的不平衡度为0.87％，满足国家标准低于2％的要求，而且输出的三个线电压波形完好，没有出现畸变，维持了很好的电能质量。
图14示出根据本发明的实施例的微电网逆变器并联运行带100％不平衡负载的情况下谐振控制器未使能时微电网逆变器实验输出波形，图15示出根据本发明的实施例的微电网逆变器并联运行带100％不平衡负载的情况下谐振控制器使能时微电网逆变器的实验输出波形。
参照图14和图15，以两台额定功率为210kW的微电网逆变器并联运行时在微电网离网状态下带100％不平衡负载的实验为例，负载功率为A相140kW、B相140kW、C相0kW，图14和图15中的1均为微电网逆变器输出的三相线电压、2均第一台逆变器输出的三相电流、3均为第二台逆变器输出的三相电流。由图14可知，当不平衡控制未使能时，三相输出电压非常不平衡，电压的不平衡度为30％左右，而且线电压也稍有畸变，恶化了电能质量。由图15可知，当不平衡控制使能后，三相输出电压非常平衡，电压的不平衡度为0.85％左右，满足国家标准低于2％的要求，而且输出的三个线电压波形完好，没有出现畸变，维持了很好的电能质量。
下面参照图16描述根据本发明的实施例的微电网逆变器的控制方法。
图16示出根据本发明的实施例的微电网逆变器的控制方法的流程图。这里，微电网逆变器包括功率器件、电抗器和滤波电容器。
在步骤S10(即，检测步骤)，在微电网离网状态下检测微电网逆变器的输出电压、工作电压和工作电流。
在步骤S10的一个实施例中，在微电网离网状态下检测直流母线电压Udc、微电网逆变器的输出三相电压Uoabc、电抗器的电感三相电流ILabc、滤波电容器的电容三相电流ICabc。
在步骤S20(即，双闭环控制步骤)，基于微电网逆变器的输出电压、工作电压和工作电流，通过并联连接的PI调节器和谐振控制器执行双闭环控制。
在步骤S20的一个实施例中，基于检测的直流母线电压Udc、输出三相电压Uoabc、电感三相电流ILabc和电容三相电流ICabc，通过PI调节器和谐振控制器执行双闭环控制。
优选地，基于输出三相电压Uoabc、电感三相电流ILabc和电容三相电流ICabc确定双闭环控制中的电压环的电压给定值Uodref、Uoqref；基于电压给定值Uodref、Uoqref和输出三相电压Uoabc，通过PI调节器和谐振控制器确定双闭环控制中的电流环的电流给定值Idref、Iqref。
进一步地，将电感三相电流ILabc与电容三相电流ICabc相加，得到微电网逆变器的输出三相电流Ioabc；对输出三相电压Uoabc、电感三相电流ILabc和输出三相电流Ioabc分别进行Park变换，得到输出三相电压Uoabc的直流分量Uod、Uoq、电感三相电流ILabc的直流分量ILd、ILq和输出三相电流Ioabc的直流分量Iod、Ioq；使输出三相电流Ioabc的直流分量Iod、Ioq依次通过陷波器和低通滤波器，得到输出三相电流Ioabc的滤波值Iodflt、Ioqflt。确定虚拟同步发电机模型的输出电压Eref；根据输出电压Eref、虚拟阻抗ωLV、RV和输出三相电流Ioabc的滤波值Iodflt、Ioqflt确定电压给定值Uodref、Uoqref。
这里，Park变换的旋转角度为通过虚拟同步发电机模型的功频调节产生的角度。
这里，陷波器的中心频率是微电网逆变器的输出频率的2倍。
进一步地，使电压给定值Uodref、Uoqref和输出三相电压Uoabc的直流分量Uod、Uoq通过PI调节器和谐振控制器，并将获得的结果作为电流给定值Idref、Iqref。
这里，谐振控制器的谐振频率是微电网逆变器的输出频率的2倍。
进一步地，使电流给定值Idref、Iqref和电感三相电流ILabc的直流分量ILd、ILq的差经过PI调节器，将PI调节器的输出与电抗器产生的电压耦合项ωLg相加，并对相加的结果进行Ipark变换，以得到两相静止坐标系下的电压给定值Ualfaref、Ubetaref。
进一步地，对电容三相电流ICabc进行Clark变换，将变换的结果ICalfa、ICbeta与阻尼系数Kc相乘，并将相乘的结果叠加到两相静止坐标系下的电压给定值Ualfaref、Ubetaref，以得到用于空间矢量脉宽调制控制的总电压给定值PWM_alfaref、PWM_betaref。
在步骤S30(即，驱动脉冲信号产生步骤)，根据双闭环控制的结果产生用于控制功率器件的驱动脉冲信号，以使微电网逆变器输出与微电网负载一致的功率。
在步骤S30的一个实施例中，根据双闭环控制的结果和直流母线电压Udc产生用于控制功率器件的驱动脉冲信号，以使微电网逆变器输出与微电网负载一致的功率。
优选地，步骤S30基于电流给定值Idref、Iqref、电感三相电流ILabc、电容三相电流ICabc和直流母线电压Udc产生用于控制功率器件的驱动脉冲信号。
进一步地，根据总电压给定值PWM_alfaref、PWM_betaref和直流母线电压Udc产生用于控制功率器件的驱动脉冲信号。
此外，本发明的实施例的微电网逆变器的控制装置、控制方法以及微电网逆变器，通过并联连接的PI调节器和谐振控制器执行双闭环控制，抑制不平衡负载引起的微电网逆变器的输出电压的负序电压分量，从而提高微电网逆变器带不平衡负载的能力。此外，通过模拟同步发电机的外特性，以及基于电容电流补偿的有源阻尼控制，抑制谐振的发生，使微电网逆变器的输出具有惯性和阻尼，并且使输出频率对负载的波动不敏感，从而有效提高稳定性。
此外，应该理解，根据本发明示例性实施例的微电网逆变器的控制装置中的各个单元可被实现硬件组件和/或软件组件。本领域技术人员根据限定的各个单元所执行的处理，可以例如使用现场可编程门阵列(FPGA)或专用集成电路(ASIC)来实现各个单元。
尽管已经参照其示例性实施例具体显示和描述了本发明，但是本领域的技术人员应该理解，在不脱离权利要求所限定的本发明的精神和范围的情况下，可以对其进行形式和细节上的各种改变。

Claims (7)

1.一种微电网逆变器的控制方法，所述微电网逆变器包括功率器件，其特征在于，所述控制方法包括：
检测步骤：在微电网离网状态下检测所述微电网逆变器的输出电压、工作电压和工作电流；
双闭环控制步骤：基于所述微电网逆变器的输出电压、工作电压和工作电流，通过并联连接的PI调节器和谐振控制器执行双闭环控制；
驱动脉冲信号产生步骤：根据双闭环控制的结果产生用于控制所述功率器件的驱动脉冲信号，以使所述微电网逆变器输出与微电网负载一致的功率；
其中，所述微电网逆变器还包括电抗器和滤波电容器，
其中，检测步骤还包括：在微电网离网状态下检测直流母线电压、所述微电网逆变器的输出三相电压、所述电抗器的电感三相电流、所述滤波电容器的电容三相电流，所述双闭环控制步骤还包括：基于所述直流母线电压、所述输出三相电压、所述电感三相电流和所述电容三相电流，通过PI调节器和谐振控制器执行双闭环控制；所述驱动脉冲信号产生步骤还包括：根据双闭环控制的结果和所述直流母线电压产生用于控制所述功率器件的驱动脉冲信号，以使所述微电网逆变器输出与微电网负载一致的功率；
其中，所述双闭环控制步骤还包括：基于所述输出三相电压、所述电感三相电流和所述电容三相电流确定双闭环控制中的电压环的电压给定值；基于所述电压给定值和所述输出三相电压，通过PI调节器和谐振控制器确定双闭环控制中的电流环的电流给定值；所述驱动脉冲信号产生步骤还包括：基于所述电流给定值、所述电感三相电流、所述电容三相电流和所述直流母线电压产生用于控制所述功率器件的驱动脉冲信号；
其中，所述双闭环控制步骤还包括：将所述电感三相电流与所述电容三相电流相加，得到所述微电网逆变器的输出三相电流；对所述输出三相电压、所述电感三相电流和所述输出三相电流分别进行Park变换，得到所述输出三相电压的直流分量、所述电感三相电流的直流分量和所述输出三相电流的直流分量；使所述输出三相电流的直流分量依次通过陷波器和低通滤波器，得到所述输出三相电流的滤波值，其中，所述陷波器的传递函数为：
Figure FDA0003343382450000021
其中，s为拉普拉斯算子，ωn为所述陷波器的中心频率，Q为所述陷波器的品质因数，ωn为2×ωout，ωout为虚拟同步发电机模型的功频调节输出的角频率；
其中，所述双闭环控制步骤还包括：确定虚拟同步发电机模型的输出电压；根据所述输出电压、虚拟阻抗和所述输出三相电流的滤波值确定所述电压给定值，其中，所述电压给定值通过如下式确定：
Figure FDA0003343382450000022
其中，Eref为所述输出电压，ωLv、Rv为所述虚拟阻抗，Ioqfit、Iodfit为所述输出三相电流的滤波值；
将所述电压给定值Uodref和输出三相电压的直流分量Uod做差后输入到第一PI调节器，将0与输出三相电压的直流分量Uod做差后输入到第一谐振控制器，基于所述第一PI调节器和所述第一谐振控制器的输出，获得双闭环控制中的电流环的电流给定值Idref；将所述电压给定值Uoqref和输出三相电压的直流分量Uoq做差后输入到第二PI调节器，将0和输出三相电压的直流分量Uoq做差后输入到第二谐振控制器，基于所述第二PI调节器和所述第二谐振控制器的输出，获得双闭环控制中的电流环的电流给定值Iqref。
2.如权利要求1所述的控制方法，其特征在于，所述双闭环控制步骤还包括：
使所述电流给定值和所述电感三相电流的直流分量的差经过PI调节器，将PI调节器的输出与所述电抗器产生的电压耦合项相加，并对相加的结果进行Ipark变换，以得到两相静止坐标系下的电压给定值；
对所述电容三相电流进行Clark变换，将变换的结果与阻尼系数相乘，并将相乘的结果叠加到所述两相静止坐标系下的电压给定值，以得到用于空间矢量脉宽调制控制的总电压给定值；
其中，所述驱动脉冲信号产生步骤还包括：
根据所述总电压给定值和所述直流母线电压产生用于控制所述功率器件的驱动脉冲信号。
3.如权利要求1所述的控制方法，其特征在于，
所述Park变换的旋转角度为通过虚拟同步发电机模型的功频调节产生的角度。
4.一种微电网逆变器的控制装置，所述微电网逆变器包括功率器件，其特征在于，所述控制装置包括：
检测单元，被配置为在微电网离网状态下检测所述微电网逆变器的输出电压、工作电压和工作电流；
双闭环控制单元，被配置为基于所述微电网逆变器的输出电压、工作电压和工作电流，通过并联连接的设置在所述双闭环控制单元中的PI调节器和谐振控制器执行双闭环控制；
驱动脉冲信号产生单元，根据双闭环控制的结果产生用于控制所述功率器件的驱动脉冲信号，以使所述微电网逆变器输出与微电网负载一致的功率；
其中，所述微电网逆变器还包括电抗器和滤波电容器，
其中，所述检测单元还被配置为在微电网离网状态下检测直流母线电压、所述微电网逆变器的输出三相电压、所述电抗器的电感三相电流、所述滤波电容器的电容三相电流；所述双闭环控制单元还被配置为基于所述直流母线电压、所述输出三相电压、所述电感三相电流和所述电容三相电流，通过PI调节器和谐振控制器执行双闭环控制；所述驱动脉冲信号产生单元还被配置为根据双闭环控制的结果和所述直流母线电压产生用于控制所述功率器件的驱动脉冲信号，以使所述微电网逆变器输出与所述微电网负载一致的功率；
其中，所述双闭环控制单元还被配置为：基于所述输出三相电压、所述电感三相电流和所述电容三相电流确定双闭环控制中的电压环的电压给定值；基于所述电压给定值和所述输出三相电压，通过PI调节器和谐振控制器确定双闭环控制中的电流环的电流给定值；所述驱动脉冲信号产生单元还被配置为：基于所述电流给定值、所述电感三相电流、所述电容三相电流和所述直流母线电压产生用于控制所述功率器件的驱动脉冲信号；
其中，所述双闭环控制单元还被配置为：将所述电感三相电流与所述电容三相电流相加，得到所述微电网逆变器的输出三相电流；对所述输出三相电压、所述电感三相电流和所述输出三相电流分别进行Park变换，得到所述输出三相电压的直流分量、所述电感三相电流的直流分量和所述输出三相电流的直流分量；使所述输出三相电流的直流分量依次通过设置在所述双闭环控制单元中的陷波器和低通滤波器，得到所述输出三相电流的滤波值，其中，所述陷波器的传递函数为：
Figure FDA0003343382450000041
其中，s为拉普拉斯算子，ωn为所述陷波器的中心频率，Q为所述陷波器的品质因数，ωn为2×ωout，ωout为虚拟同步发电机模型的功频调节输出的角频率；
其中，所述双闭环控制单元还被配置为：确定虚拟同步发电机模型的输出电压；根据所述输出电压、虚拟阻抗和所述输出三相电流的滤波值确定所述电压给定值，其中，所述电压给定值通过如下式确定：
Figure FDA0003343382450000042
其中，Eref为所述输出电压，ωLv、Rv为所述虚拟阻抗，Ioqfit、Iodfit为所述输出三相电流的滤波值；
将所述电压给定值Uodref和输出三相电压的直流分量Uod做差后输入到第一PI调节器，将0与输出三相电压的直流分量Uod做差后输入到第一谐振控制器，基于所述第一PI调节器和所述第一谐振控制器的输出，获得双闭环控制中的电流环的电流给定值Idref；将所述电压给定值Uoqref和输出三相电压的直流分量Uoq做差后输入到第二PI调节器，将0和输出三相电压的直流分量Uoq做差后输入到第二谐振控制器，基于所述第二PI调节器和所述第二谐振控制器的输出，获得双闭环控制中的电流环的电流给定值Iqref。
5.如权利要求4所述的控制装置，其特征在于，所述双闭环控制单元还被配置为：
使所述电流给定值和所述电感三相电流的直流分量的差经过PI调节器，将PI调节器的输出与所述电抗器产生的电压耦合项相加，并对相加的结果进行Ipark变换，以得到两相静止坐标系下的电压给定值；
对所述电容三相电流进行Clark变换，将变换的结果与阻尼系数相乘，并将相乘的结果叠加到所述两相静止坐标系下的电压给定值，以得到用于空间矢量脉宽调制控制的总电压给定值；
其中，所述驱动脉冲信号产生单元还被配置为：
根据所述总电压给定值和所述直流母线电压产生用于控制所述功率器件的驱动脉冲信号。
6.如权利要求4所述的控制装置，其特征在于，
所述Park变换的旋转角度为通过虚拟同步发电机模型的功频调节产生的角度。
7.一种包括如权利要求4-6中任意一项所述的控制装置的微电网逆变器。
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