CN105322770B - 直流微电网双向储能变换器的二次纹波电流抑制方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种直流微电网双向储能变换器的二次纹波电流抑制方法，主要包括下垂控制、引入带通滤波器反馈的电容电压外环PI控制和引入带通滤波器反馈的电感电流内环P控制三个部分，其中，下垂控制得到电压外环的直流侧参考电压；电压外环引入带通滤波器的电容电压反馈，增强二次纹波抑制效果；电流内环引入带通滤波器的电感电流反馈，解决传统电压电流双闭环控制中因限制外环电压的截至频率引起的动态响应速度慢的问题。本发明减少了储能变换器间输出电压的偏差，改善了并联均流效果，提高了电力电子器件的寿命，减小了开关管的电流应力和通态损耗。

Description

直流微电网双向储能变换器的二次纹波电流抑制方法

技术领域

本发明涉及新能源分布式发电、直流微电网领域,特别是一种直流微电网双向储能变换器的二次纹波电流抑制方法。

背景技术

随着能源危机和环境污染的日益严重，新能源分布式发电技术受到了广泛的关注与研究，微电网也应运而生。相比于交流微电网，直流微电网系统具有结构简单，能量转换次数少，无需考虑频率、相位和无功补偿设备，供电质量高等优势，促进了直流微电网的快速发展。

直流微电网是由分布式发电、储能装置、能量变换装置和负载等组成的系统，既可以与大电网并网运行，也可以孤立运行。其中，当储能系统接单相逆变器负载时，由于单相逆变器的瞬时输出功率以两倍输出电压频率脉动，导致蓄电池等输入源和储能变换器产生二次纹波电流。当蓄电池中的二次纹波电流的峰峰值超过额定电流的8％时，不仅会对蓄电池的电极和电解质造成损害，还导致蓄电池的效率降低，使用寿命缩短。当储能变换器中出现二次纹波电流时，既会造成储能变换器的容量浪费，又会影响电力电子器件的寿命，还增大开关管的电流应力和通态损耗。因此，当直流微电网储能系统接单相逆变器负载时，抑制储能变换器的二次纹波电流是十分必要的。

二次纹波电流抑制方法可以分为无源抑制法和有源抑制法。采用较大的电解电容来平滑母线电压的波动，属于无源抑制法，但增加了系统的体积和重量，不利于系统能量密度的提高。国外文献提出的电压电流双闭环有源抑制法，引入的电感电流反馈等效于增大储能变换器在全输出电压频段的闭环输出阻抗，抑制了二次纹波电流，但要求外环电压的截至频率较低，导致负荷突变时系统的动态性能有待提高。

除了二次纹波问题，在直流微电网储能系统中，多储能变换器并联时变换器输出电压的偏差会导致环流和电流均分问题。为此，国外文献提出了孤岛直流系统中多直流变换器并联的改进下垂控制方法，该方法改善了并联均流效果，提高了负荷功率均分精度。国外文献也提出了分层控制方法，该方法提高了变换器控制性能，抑制了变换器间的环流，从而在较大程度上改善了电流均分效果。但是上述两种方法均未考虑线路阻抗对输出功率的影响。

发明内容

本发明所要解决的技术问题是，针对现有技术不足，提供一种直流微电网双向储能变换器的二次纹波电流抑制方法。

为解决上述技术问题，本发明所采用的技术方案是：一种直流微电网双向储能变换器的二次纹波电流抑制方法，包括以下步骤：

1)在每个采样周期的起始点，对储能变换器直流侧电容C_j两端的电压u_dcj、流过线路电阻R_j的电流i_j和流过电感L_j的电流i_Lj分别进行采样，将经过AD转换器转换后的数据通过并行接口送给DSP控制器进行处理；

2)DSP控制器首先将第j台储能变换器的虚拟电阻R_droopj与流过线路电阻R_j的电流i_j相乘后，再乘以-1，然后与未引入虚拟电阻时第j台储能变换器的直流侧参考电压u^* _dcj相加，最后得到引入虚拟电阻时第j台储能变换器的直流侧参考电压u^** _dcj；

3)将引入虚拟电阻时第j台储能变换器的直流侧参考电压u^** _dcj和与电容电压反馈系数H_u*(1-G_B(s))相乘后的储能变换器直流侧电容C_j两端的电压u_dcj相减，得到差值e_u；其中，H_u是电容电压反馈系数中带通滤波器的传递函数G_B(s)的比例系数；

4)将差值e_u与外环电压PI控制器的传递函数G_u(s)相乘，得到指令电流i^* _Lj；其中，外环电压PI控制器的传递函数G_u(s)的表达式为G_u(s)＝k_p+k_i/s，其中k_p是PI控制器的比例系数，k_i是PI控制器的积分系数，s＝jω，j是虚部单位符号，ω为电网角频率；

5)将指令电流i^* _Lj和与电感电流反馈系数H_i*G_B(s)相乘后的流过电感L_j的电流i_Lj相减，得到差值e_i；其中，H_i是电感电流反馈系数中带通滤波器的传递函数G_B(s)的比例系数；

6)将差值e_i与内环电流P控制器的传递函数G_i(s)相乘，得到SPWM调制波信号D；其中，内环电流P控制器的传递函数G_i(s)的表达式为G_i(s)＝k，k是P控制器的比例系数；

7)对SPWM调制波信号D和三角载波进行双极性调制，得到逆变电路开关管的占空比信号。

H_u取值范围为0.013<H_u<0.014。

带通滤波器的传递函数G_B(s)的表达式为：

其中，ω₀是流过阻性负载R的电压u_o的角频率，Q是带通滤波器的品质因数，Q取值范围为0.25<Q<2。

k_p取值范围为0.1≤k_p≤20，k_i取值范围为0.001≤k_i≤0.1。

H_i取值范围为0.09<H_i<0.11。

k取值范围为0.1≤k≤1.5。

与现有技术相比，本发明所具有的有益效果为：本发明利用直流微电网双向储能变换器的两带通滤波器二次纹波电流抑制方法，通过电压外环引入带通滤波器的电容电压反馈，增强二次纹波抑制效果，通过电流内环引入带通滤波器的电感电流反馈，解决了传统电压电流双闭环控制中因限制外环电压的截至频率引起的动态响应速度慢的问题，减少了储能变换器间输出电压的偏差，改善了并联均流效果，提高了电力电子器件的寿命，减小了开关管的电流应力和通态损耗。

附图说明

图1为直流微电网结构；

图2为本发明一实施例系统控制结构；

图3为本发明一实施例引入虚拟电阻的两台储能变换器并联系统的简化模型；

图4为本发明一实施例系统的电感支路的闭环阻抗的伯德图；

图5为本发明一实施例系统的单位阶跃响应。

具体实施方式

图1所示为直流微电网结构，主要由光伏(photovoltaic，PV)模块、储能(energystorage，ES)模块和负载组成。光伏模块采用Boost变换器；储能模块采用储能变换器，即Buck/Boost变换器，实现能量双向流动；DC/AC变换器采用三相桥式电路，避免复杂的电路结构带来的控制和稳定性问题，负载由DC/AC和DC/DC变换器和阻性负载模拟。其中，j＝1，2，…，n，u_b1、u_bj和i_b1、i_bj分别是蓄电池侧电压和电流，u_pv和i_pv分别是光伏侧电压和电流，u_dc1、u_dcj和u_dc分别是储能变换器直流侧电容C₁、C_j和C_pv两端的电压，u_load、u_load1和i_load、i_load1分别是DC/AC和DC/DC变换器接阻性负载R和R₁时直流侧电压和电流，u_o、u_o1、u_o2和i_o、i_o1、i_o2分别是流过阻性负载R、R₁和R₂的电压和电流。

图2为系统控制结构图，系统的控制部分包括自适应下垂控制、引入带通滤波器反馈的电容电压外环PI控制和引入带通滤波器反馈的电感电流内环P控制3个部分，其中，G_pwm是脉宽调制器的传递函数，i_Cj是流过电容C_j的电流，r_d是电感等效串联电阻。

在每个采样周期的起始点，DSP控制器启动A/D转换器，对储能变换器直流侧电容C_j两端的电压u_dcj、流过线路电阻R_j的电流i_j和流过电感L_j的电流i_Lj分别进行采样，经过AD转换器转换后的数据通过并行接口送给DSP控制器进行处理。

DSP控制器首先将第j台储能变换器的虚拟电阻R_droopj与流过线路电阻R_j的电流i_j相乘后，其次乘以-1，然后与未引入虚拟电阻时第j台储能变换器的直流侧参考电压u^* _dcj相加，最后得到引入虚拟电阻时第j台储能变换器的直流侧参考电压u^** _dcj。

将引入虚拟电阻时第j台储能变换器的直流侧参考电压u^** _dcj和与电容电压反馈系数H_u*(1-G_B(s))相乘后的储能变换器直流侧电容C_j两端的电压u_dcj相减，得到差值e_u。其中，H_u是电容电压反馈系数中带通滤波器GB(s)的比例系数，其取值范围为0.013<H_u<0.014，带通滤波器的传递函数G_B(s)的表达式为

其中，ω₀是流过阻性负载R的电压u_o的角频率，Q是带通滤波器的品质因数，Q取值范围为0.25<Q<2。

将差值e_u与外环电压PI控制器的传递函数G_u(s)相乘，得到指令电流i*_Lj。其中，外环电压PI控制器的传递函数G_u(s)的表达式为G_u(s)＝k_p+k_i/s，式中k_p是PI控制器的比例系数，其取值范围为0.1≤k_p≤20，k_i是PI控制器的积分系数，其取值范围为0.001≤k_i≤0.1，s＝jω，j是虚部单位符号，ω为电网角频率。

将指令电流i*_Lj和与电感电流反馈系数H_i*G_B(s)相乘后的流过电感L_j的电流i_Lj相减，得到差值e_i。其中，H_i是电感电流反馈系数中带通滤波器G_B(s)的比例系数，其取值范围为0.09<H_i<0.11。

将差值e_i与内环电流P控制器的传递函数G_i(s)相乘，得到SPWM调制波信号D。其中，内环电流P控制器的传递函数G_i(s)的表达式为G_i(s)＝k，式中k是P控制器的比例系数，其取值范围为0.1≤k_p≤1.5。

对SPWM调制波信号D和三角载波进行双极性调制，得到逆变电路开关管的占空比信号。

本文提出了两带通滤波器二次纹波电流抑制方法，电压外环引入带通滤波器的电容电压反馈，电流内环引入带通滤波器的电感电流反馈，电感支路的闭环阻抗Z_L的表达式为

其中，r_s是虚拟电阻，r_s＝H_i·G_i(s)·G_pwm。

此时，系统的闭环脉冲传递函数为

式中N＝sC₁(sL₁+r_d+r_sG_B(s))+G_u(s)G_i(s)G_pwmH_u(1-G_B(s))+1。

图3为引入虚拟电阻的两台储能变换器并联系统的简化模型，下垂控制采用串联虚拟电阻来实现，减少了储能变换器间输出电压的偏差，改善了并联均流效果，其中，u_dc2是储能变换器直流侧电容C₂两端的电压，i₁和i₂分别是流过线路电阻R₁和R₂的电流，R_droop1和R_droop2分别是第1台和第2台储能变换器的虚拟电阻，R_e是DC/AC变换器接阻性负载的等效负载，i_c12是由储能变换器1流向储能变换器2的环流，i_c21是由储能变换器2流向储能变换器1的环流，i₁’和i₂’分别是储能变换器1和2流向等效负载R_e的电流。以第1台和第2台储能变换器为研究对象，其表达式为

式中u^* _dc1、u^* _dc2和u^** _dc1、u^** _dc2分别是未引入和引入虚拟电阻时第1台和第2台储能变换器的直流侧参考电压。

图4为系统的电感支路的闭环阻抗的伯德图，从图4可以看出，①表示传统的电压电流双闭环控制方法，②表示两带通滤波器二次纹波电流抑制方法，方法②在两倍输出电压频率2f₀处的电感支路闭环阻抗值大幅增大，在非两倍输出电压频率2f₀处的电感支路闭环阻抗值幅值大幅减小，因此，方法②可以有效地抑制二次纹波电流。

图5为系统的单位阶跃响应，从图5可以看出，方法②的调节时间和超调量大幅减小，可以大幅度地改善负荷突变时系统的动态性能。因此，采用两带通滤波器二次纹波电流抑制方法时，电压外环引入带通滤波器的电容电压反馈，增强二次纹波抑制效果，电流内环引入带通滤波器的电感电流反馈，大幅度地改善了负荷突变时系统的动态响应速度，从而提高了电力电子器件的寿命，减小了开关管的电流应力和通态损耗。

Claims (6)

1.一种直流微电网双向储能变换器的二次纹波电流抑制方法，其特征在于，包括以下步骤：

1)在每个采样周期的起始点，对储能变换器直流侧电容C_j两端的电压u_dcj、流过线路电阻R_j的电流i_j和流过电感L_j的电流i_Lj分别进行采样，将经过AD转换器转换后的数据通过并行接口送给DSP控制器进行处理；

2)DSP控制器首先将第j台储能变换器的虚拟电阻R_droopj与流过线路电阻R_j的电流i_j相乘后，再乘以-1，然后与未引入虚拟电阻时第j台储能变换器的直流侧参考电压u^* _dcj相加，最后得到引入虚拟电阻时第j台储能变换器的直流侧参考电压u^** _dcj；

3)将引入虚拟电阻时第j台储能变换器的直流侧参考电压u^** _dcj和与电容电压反馈系数H_u*(1-G_B(s))相乘后的储能变换器直流侧电容C_j两端的电压u_dcj相减，得到差值e_u；其中，H_u是电容电压反馈系数中带通滤波器的传递函数G_B(s)的比例系数；

4)将差值e_u与外环电压PI控制器的传递函数G_u(s)相乘，得到指令电流i^* _Lj；其中，外环电压PI控制器的传递函数G_u(s)的表达式为G_u(s)＝k_p+k_i/s，其中k_p是PI控制器的比例系数，k_i是PI控制器的积分系数，s＝jω，j是虚部单位符号，ω为电网角频率；

5)将指令电流i^* _Lj和与电感电流反馈系数H_i*G_B(s)相乘后的流过电感L_j的电流i_Lj相减，得到差值e_i；其中，H_i是电感电流反馈系数中带通滤波器的传递函数G_B(s)的比例系数；

6)将差值e_i与内环电流P控制器的传递函数G_i(s)相乘，得到SPWM调制波信号D；其中，内环电流P控制器的传递函数G_i(s)的表达式为G_i(s)＝k，k是P控制器的比例系数；

7)对SPWM调制波信号D和三角载波进行双极性调制，得到逆变电路开关管的占空比信号。

2.根据权利要求1所述的直流微电网双向储能变换器的二次纹波电流抑制方法，其特征在于，H_u取值范围为0.013<H_u<0.014。

3.根据权利要求2所述的直流微电网双向储能变换器的二次纹波电流抑制方法，其特征在于，带通滤波器的传递函数G_B(s)的表达式为：

其中，ω₀是流过阻性负载R的电压u_o的角频率，Q是带通滤波器的品质因数，Q取值范围为0.25<Q<2。

4.根据权利要求3所述的直流微电网双向储能变换器的二次纹波电流抑制方法，其特征在于，k_p取值范围为0.1≤k_p≤20，k_i取值范围为0.001≤k_i≤0.1。

5.根据权利要求4所述的直流微电网双向储能变换器的二次纹波电流抑制方法，其特征在于，H_i取值范围为0.09<H_i<0.11。

6.根据权利要求5所述的直流微电网双向储能变换器的二次纹波电流抑制方法，其特征在于，k取值范围为0.1≤k≤1.5。