CN105244919B

CN105244919B - 一种lcl型逆变器的鲁棒延时补偿并网控制方法

Info

Publication number: CN105244919B
Application number: CN201510480982.3A
Authority: CN
Inventors: 陈燕东; 杨苓; 罗安; 周乐明; 陈智勇; 周小平; 伍文华; 怀坤山
Original assignee: Hunan University
Current assignee: Hunan University
Priority date: 2015-08-07
Filing date: 2015-08-07
Publication date: 2017-09-01
Anticipated expiration: 2035-08-07
Also published as: CN105244919A

Abstract

本发明公开了一种LCL型逆变器的鲁棒延时补偿并网控制方法，主要包括功率前馈控制、电压外环控制和电流内环鲁棒延时补偿并网控制三个部分，其中，功率前馈控制可加快光伏直流侧能量向电网交流侧能量的单向传递过程，加快系统的暂态响应；电压外环控制用于稳定直流侧电容电压；电流内环采用鲁棒延时补偿并网控制，包括电容电流反馈延时补偿和零极点延时补偿策略，其有效地降低了系统的控制延时，提高系统的鲁棒性和动态性，实现高质量的并网电流馈入电网。本发明使LCL型逆变器具有更高的鲁棒性和更快的动态响应，更好地满足了逆变器并网运行的需要。

Description

一种LCL型逆变器的鲁棒延时补偿并网控制方法

技术领域

本发明涉及新能源分布式发电领域，特别是一种LCL型逆变器的鲁棒延时补偿并网控制方法。

背景技术

随着能源危机和环境污染的日益严重，新能源分布式发电技术受到了广泛的关注与研究。其中，并网逆变器是分布式发电系统的核心部分，其采用的高频功率开关器件会产生高次谐波，将造成谐波污染。因此，并网逆变器与电网之间需滤波器将其衰减或滤除。

相比于L型和LC型并网逆变器，LCL型并网逆变器对高频谐波电流起到较大的衰减作用。因此，其可以选取较小的电感电容值，得到满意的滤波效果。但由于滤波电容的分流作用，导致LCL型并网逆变器是一个低阻尼三阶系统，容易发生谐振。采用电容电流反馈有源阻尼可以有效地抑制谐振，但在数字控制下，由于控制延时的作用，该策略在谐振频率等于1/6的采样频率时，逆变器无法稳定运行。虽然合适的参数取值可以避免谐振频率等于1/6的采样频率，但电网电阻的不确定性，易造成谐振频率穿越1/6的采样频率，影响系统稳定性。因此，为了增强系统对电网阻抗的鲁棒性，并网逆变器的延时补偿方法成为数字控制系统的研究热点之一。

国内文献提出对被控量进行预测的数学控制方法，把采样信号修改为下一周期被控量的预测值引入控制环路，该方法虽然补偿计算产生的延时，但是不能补偿由零阶保持器产生的延时。也提出零极点延时补偿方法，该方法虽然可以提高系统的鲁棒性，但是只能补偿由零阶保持器产生的延时，不能补偿计算产生的延时。

发明内容

本发明所要解决的技术问题是，针对现有技术不足，提供一种LCL型逆变器的鲁棒延时补偿并网控制方法。

为解决上述技术问题，本发明所采用的技术方案是：

1)在每个采样周期的起始点，DSP控制器启动A/D转换器，对光伏电压u_pv、光伏电流i_pv、直流侧电压u_dc、电容电流i_c1、电网电压u_s、并网电流i_s分别进行采样，所有采样数据经A/D转换器转换后，通过并行接口送给DSP控制器进行处理；

2)DSP控制器根据光伏电压u_pv和光伏电流i_pv的瞬时值进行最大功率点跟踪，并计算出每个采样周期的有功功率P_pv，同时，DSP控制器利用傅里叶算法DFT计算出每个电网周期内的电网电压有效值U_s；

3)将直流侧参考电压和直流侧电压u_dc的差值e作为PI控制器的输入，PI控制器的输出通过限幅后，获得直流侧稳压环节的电流幅值指令I_dr ^*，其中，PI控制的传递函数G_U(s)表达式为：G_U(s)＝k_Ups+k_Ui/s，k_Up是PI控制器的比例系数，其取值范围为0.1≤k_Up≤20；k_Ui是PI控制器的积分系数，其取值范围为0.001≤k_Ui≤0.1；s＝jω，j是虚部单位符号，ω为电网角频率；

4)计算前馈电流幅值指令I_pr ^*，其计算公式为：I_pr ^*＝k_pvu_pvi_pv/U_s，其中，k_pv为功率前馈比例系数，其取值范围为1.27≤k_pv≤1.34；

5)将电流幅值指令I_dr ^*和前馈电流幅值指令I_pr ^*相加合成内环电流幅值指令I_ref ^*，将电网电压同步信号sinωt与I_ref ^*相乘，得到该采样周期内与电网电压同步的并网电流瞬时值指令

6)将并网电流i_s与并网电流反馈系数H₂(s)相乘，其中，H₂(s)取值范围为0.1<H₂(s)<0.2，再将并网电流瞬时值指令与得到的值相减得到差值e₁，再将差值e₁与PI控制的传递函数G_I(s)相乘，将得到的值与G_d(s)相乘得到G_d(s)的输出值u_r。其中，G_d(s)的表达式为：

7)将电容电流i_c1与电容电流反馈系数H₁(s)相乘得到电容电流反馈信号u_ic1。其中，H₁(s)＝K_L*L₁，K_L是电容电流反馈系数的比例系数，其取值范围为40<K_L<137，L₁是LCL滤波器的电感；

8)将G_d(s)的输出值u_r与电容电流反馈信号u_ic1相减得到调制信号u_m；

9)将调制信号u_m与采样频率1/T_s相乘，其中，T_s是采样周期，与采样频率1/T_s相乘之后得到的值与零极点延时补偿传递函数C(s)相乘，最后得到的值与零阶保持器的传递函数G_h(s)相乘，得到SPWM调制波信号D。其中，G_h(s)的表达式为：

10)对SPWM调制波信号D和三角载波进行双极性调制，得到逆变电路开关管的占空比信号，经LCL型单相并网逆变器的驱动保护电路，控制逆变电路开关管的开通与关断；

11)所述步骤6)中，PI控制的传递函数G_I(s)表达式为：G_I(s)＝k_Ips+k_Ii/s，k_Ip是PI控制器的比例系数，其取值范围为0.5≤k_Ip≤5；k_Ii是PI控制器的积分系数，其取值范围为0.005≤k_Ii≤0.05；

12)所述步骤8)中，调制信号u_m的具体调制过程是：在三角载波的波谷第k时刻采样并网电流i_s，并按步骤6)计算出第k时刻的u_r(k)；在三角载波的波峰第k+0.5时刻采样电容电流i_C1，并按步骤7)计算出第k+0.5时刻的u_ic1(k+0.5)；在下一个并网电流i_s采样第k+1时刻，计算并装载调制信号u_m(k+1)到DSP，u_m(k+1)的计算公式为：u_m(k+1)＝u_r(k)-u_iC1(k+0.5)。其中，k是采样时刻序列号；

13)所述步骤9)中，零极点延时补偿传递函数C(s)表达式为：

与现有技术相比，本发明所具有的有益效果为：本发明利用LCL型逆变器的鲁棒延时补偿并网控制方法，包括电容电流反馈延时补偿和零极点延时补偿策略，电容电流反馈延时补偿可以补偿计算延时中的半个采样周期滞后，零极点延时补偿可以补偿零阶保持器产生的半个采样周期滞后，其有效地降低了电容电流反馈有源阻尼中的控制延时，提高了系统的鲁棒性和动态性，从而可以更好地满足逆变器并网运行的要求。

附图说明

图1为单相LCL型光伏并网逆变器拓扑结构；

图2为LCL型逆变器的鲁棒延时补偿并网控制系统框图；

图3为本发明一实施例采用电容电流反馈延时补偿方法的控制延时；

图4为本发明一实施例R_eq2(ω)和X_eq2(ω)的频率特性；

图5为本发明一实施例电网阻抗变化时采用本文所提控制方法单环闭环系统的零极点图。

具体实施方式

图1所示为单相LCL型光伏并网逆变器拓扑结构，光伏阵列提供第一级直流电压u_pv，电感L₀、二极管VD₀和功率管Q₀构成Boost升压电路，其将电压值较低且变化范围较大的u_pv转换为适合DC/AC变换的第二级直流侧电压u_dc，电容C₀用来稳定u_dc，功率管和二极管构成逆变电路，其将直流侧电压u_dc转换为与电网电压幅值接近和频率相同的逆变器输出电压u_inv，电感L₁、电容C₁和电感L₂构成LCL滤波器，其将对高频谐波电流起到较大的衰减作用，使电流以较低的畸变率并入电网。i_pv是直流侧电流，i_inv是逆变器输出电流，i_s是i_inv经过LCL滤波器后流入电网的电流。5个IGBT开关管包含在智能功率模块(IPM)中，并具备故障自诊断功能。DSP系统主要包括功率前馈控制、电压外环PI控制和电流内环鲁棒延时补偿并网控制三个部分，如图2所示。

在每个采样周期的起始点，DSP控制器启动A/D转换器，对光伏电压u_pv、光伏电流i_pv、直流侧电压u_dc、电容电流i_c1、电网电压u_s、并网电流i_s分别进行采样，AD转换器转换后的数据通过并行接口送给DSP控制器进行处理。

功率前馈控制能加快系统稳态过程的响应，当外界条件突然变化时(光照改变、温度变化)，通过功率前馈控制，使并网逆变器能快速地做出响应，同时由于减小了外环PI的输出指令值，从而减小了直流侧电压的稳态误差。在具体实施中，DSP控制器根据光伏电压和光伏电流的瞬时值进行最大功率点(MPPT)跟踪，并计算出每个采样周期的有功功率P_pv，同时，DSP在单个电网周期内计算出该电网周期内的电网电压有效值U_s，前馈电流幅值指令I_pr ^*可由下列公式计算出：

式中，k_pv为功率前馈比例系数，考虑到逆变器的有功损耗(<5％)，其取值范围为0.9≤k_pv≤0.95。

为确保外环直流侧电压稳定，采用增量式PI调节逆变器直流侧电压，其控制简单易行，相比于差分式PI控制，增量式PI调节大大减少运算量，提高了运算速度。直流侧参考电压和直流侧实测电压u_dc的差值e，作为PI控制器的输入，PI控制器的输出通过限幅后，获得直流侧稳压环节的电流幅值指令I_dr ^*，离散PI调节器可表述为：

式中，k_p是PI控制器的比例系数，k_i是积分系数。

电流幅值指令I_dr ^*和前馈电流幅值指令I_pr ^*相加合成内环电流幅值指令I_ref ^*。电网电压同步信号sinωt与电流幅值指令I_ref ^*相乘，即得到该采样周期内与电网电压同步的并网电流瞬时值指令

式中，f_s为电网频率，T_s为采样周期。

将直流侧电压测量值u_dc、并网电流测量值i_s、并网电流参考指令值电容电流测量值i_c1和电网电压测量值u_s，送入电流内环鲁棒延时补偿并网控制器。该控制器通过电容电流反馈延时补偿和零极点延时补偿可以补偿系统的一个采样周期滞后，其有效地降低了电容电流反馈有源阻尼中的控制延时，提高了系统的鲁棒性和动态性，从而可以更好地满足逆变器并网运行的要求。

下面来分析该鲁棒延时补偿并网控制方法的原理和稳定性。

电容电流反馈延时补偿将电容电流反馈从G_i(s)的输出端移至G_d(s)的输出端，其可以补偿计算延时的半个采样周期滞后，零极点延时补偿的补偿公式为其可以补偿零阶保持器产生的半个采样周期滞后，电容电流反馈延时补偿和零极点延时补偿相结合控制方法可以补偿系统的一个采样周期滞后，提高了系统的鲁棒性和动态性。

采用电容电流反馈延时补偿的控制方法，可以有效补偿系统计算延时中的半个采样周期滞后。采用电容电流反馈延时补偿方法的控制延时如图3所示，三角载波的波谷第k时刻采样并网电流i_s，在三角载波的波峰第k+0.5时刻采样电容电流i_C1，在下一个并网电流采样第k+1时刻，装载调制信号。因此，并网电流的控制延时为T_s，电容电流的控制延时为0.5T_s，调制信号为：

u_m(k+1)＝u_r(k)-u_iC1(k+0.5) (5)

零阶保持器会产生半个采样周期滞后，延时环节会改变系统的相位特性，影响系统的鲁棒性。采用零极点延时补偿的控制方法，可以补偿零阶保持器产生的半个采样周期滞后。在零阶保持器前，加入补偿公式C(s)。

零极点延时补偿的补偿公式为：

将代入式(6)，得出表达式为：

系统的环路增益为：

从式(8)中可以看出，分子存在一个半采样周期的延时环节，分母只存在半个采样周期的延时环节，有利于增强系统的鲁棒性。

电容电流反馈等效在滤波电容上并联一个阻抗Z_eq2，其表达式为：

式中：R_d＝L₁/(G_invH₁C₁)，G_inv是逆变器的等效增益。

Z_eq2(s)可以等效为电阻R_eq2(s)和电抗X_eq2(s)相并联，其表示式为:

Z_eq2(s)＝R_eq2(s)//X_eq2(s) (10)

采用欧拉公式，将s＝jω代入式(9)，从式(9)和式(10)可以求出，R_eq2(ω)和X_eq2(ω)的表达式为：

R_eq2(ω)和X_eq2(ω)的频率特性如图4虚线所示，从图4可以看出，在f_s/2以内，R_eq2(ω)是正阻，X_eq2(ω)是感抗。

电网阻抗变化时采用本发明所提控制方法单环闭环系统的零极点图如图5所示，当f_r≥f_s/6时，离散特征方程的全部特征根均分布在z平面上的单位圆内，满足系统稳定的要求。因此，采用LCL型逆变器的鲁棒延时补偿并网控制方法时，系统对电网阻抗的鲁棒性较好，提高了系统的动态性。

Claims

1.一种LCL型逆变器的鲁棒延时补偿并网控制方法，其特征在于，包括以下步骤：

6)将并网电流i_s与并网电流反馈系数H₂(s)相乘，其中，H₂(s)取值范围为0.1<H₂(s)<0.2，再将并网电流瞬时值指令与相乘后得到的值相减，得到差值e₁，将差值e₁与PI控制的传递函数G_I(s)相乘，将得到的值与G_d(s)相乘得到G_d(s)的输出值u_r；其中，G_d(s)的表达式为：PI控制的传递函数G_I(s)表达式为：G_I(s)＝k_Ips+k_Ii/s；k_Ip是PI控制器的比例系数，其取值范围为0.5≤k_Ip≤5；k_Ii是PI控制器的积分系数，其取值范围为0.005≤k_Ii≤0.05；

7)将电容电流i_c1与电容电流反馈系数H₁(s)相乘得到电容电流反馈信号u_ic1；其中，H₁(s)＝K_L*L₁，K_L是电容电流反馈系数的比例系数，其取值范围为40<K_L<137，L₁是LCL滤波器的电感；

9)将调制信号u_m与采样频率1/T_s相乘，其中，T_s是采样周期，与采样频率1/T_s相乘之后得到的值与零极点延时补偿传递函数C(s)相乘，最后得到的值与零阶保持器的传递函数G_h(s)相乘，得到SPWM调制波信号D；其中，G_h(s)的表达式为：

零极点延时补偿传递函数C(s)表达式为：

10)对SPWM调制波信号D和三角载波进行双极性调制，得到逆变电路开关管的占空比信号，经LCL型单相并网逆变器的驱动保护电路，控制逆变电路开关管的开通与关断。

2.根据权利要求1所述的LCL型逆变器的鲁棒延时补偿并网控制方法，其特征在于，调制信号u_m的具体调制过程是：在三角载波的波谷第k时刻采样并网电流i_s，并按步骤6)计算出第k时刻的u_r(k)；在三角载波的波峰第k+0.5时刻采样电容电流i_C1，并按步骤7)计算出第k+0.5时刻的u_ic1(k+0.5)；在下一个并网电流i_s采样第k+1时刻，计算并装载调制信号u_m(k+1)到DSP控制器，u_m(k+1)的计算公式为：u_m(k+1)＝u_r(k)-u_iC1(k+0.5)；其中，k是采样时刻序列号。